O microcircuito TL494 implementa a funcionalidade de um controlador PWM e, portanto, é frequentemente usado para construir fontes de alimentação push-pull pulsadas (este microcircuito é encontrado com mais frequência em fontes de alimentação de computadores).
Fontes de alimentação chaveadas comparam-se favoravelmente com fontes de alimentação de transformadores por maior eficiência, peso e dimensões reduzidos e parâmetros de saída estáveis. Porém, ao mesmo tempo, são fontes de interferência de RF e impõem requisitos especiais de carga mínima (sem ela, a PSU pode não iniciar).
O diagrama de blocos do TL494 é o seguinte.
Arroz. 1. Diagrama de blocos TL494
A atribuição dos pinos do TL494 em relação ao gabinete é assim.
Arroz. 2. Atribuição de pinos TL494
Arroz. 3. Aparência em pacote DIP
Pode haver outras apresentações.
Como análogos modernos podem ser considerados:
1. Versões aprimoradas do chip original - TL594 e TL598 (a precisão foi otimizada e um repetidor foi adicionado na entrada, respectivamente);
2. Análogos diretos da produção russa - K1006EU4, KR1114EU4.
Portanto, como pode ser visto acima, o microcircuito ainda não está desatualizado e pode ser usado ativamente em fontes de alimentação modernas como um elemento-chave.
Uma das opções para uma fonte de alimentação chaveada no TL494
Diagrama de fonte de alimentação abaixo.
Arroz. 4. Esquema PSU
Aqui, dois transistores de efeito de campo são responsáveis por nivelar a corrente (eles devem ser fixados no dissipador de calor). Eles devem ser alimentados por uma fonte CC separada. Adequado, por exemplo, modular Conversor CC-CC, como TEN 12-2413 ou equivalente.
Cerca de 34 V devem ser fornecidos dos enrolamentos de saída do transformador (vários podem ser combinados).
Arroz. 5. A segunda opção BP
Este circuito implementa uma fonte de alimentação com uma tensão de saída ajustável (até 30V) e um limite de corrente (até 5A).
Um transformador abaixador atua como um isolamento galvânico. A saída do enrolamento secundário (ou um conjunto de enrolamentos secundários conectados) deve ser de cerca de 40V.
L1 - estrangulamento toroidal. VD1 - Diodo Schottky, montado em um radiador, pois está envolvido no circuito de retificação.
Pares de resistores R9 e 10, bem como R3 e 4, são usados para ajustar a tensão e a corrente, respectivamente.
Além do diodo VD1, o seguinte deve ser colocado no radiador:
1. Ponte de diodo (adequado, por exemplo, KBPC 3510);
2. Transistor (KT827A foi usado no circuito, análogos podem ser usados);
3. Shunt (marcado R12 no diagrama);
4. Acelerador (bobina L1).
O dissipador de calor é melhor soprado à força com um ventilador (por exemplo, um refrigerador de 12 cm de um PC).
Os indicadores de corrente e tensão podem ser digitais (é melhor usar os prontos) ou analógicos (é necessária a calibração da escala).
terceira opção
Arroz. 6. A terceira opção BP
Opção de implementação final.
Arroz. 7. Aparência do dispositivo
Devido ao fato de o TL494 ter elementos-chave embutidos de baixa potência, os transistores T3 e 4 foram usados para ajudar a controlar o transformador principal TR2, eles, por sua vez, são alimentados pelo transformador de controle TR1 (e é controlado por transistores T1 e 2). Acontece uma espécie de cascata de controle duplo.
Choke L5 enrolado manualmente em um anel amarelo (50 voltas de fio de cobre 1,5 mm).
Os elementos mais quentes são os transistores T3 e 4, bem como o diodo D15. Eles devem ser montados em dissipadores de calor (de preferência com fluxo de ar).
O indutor L2 é usado no circuito para amortecer a interferência de RF em uma rede doméstica.
Devido ao fato de o TL494 não poder operar em altas tensões, um transformador separado é usado para alimentá-lo (Tr3 é BV EI 382 1189, cuja saída é de 9 V, 500 mA).
Com tantos elementos, o circuito montado cabe facilmente no gabinete do Z4A, porém, este último precisa ser ligeiramente modificado para permitir o fluxo de ar (a ventoinha é colocada na parte superior).
Uma lista completa de itens é fornecida abaixo.
PSU se conecta à rede corrente alternada e fornece fonte de alimentação com uma tensão constante na faixa de 0-30V e uma corrente de mais de 15A. Os limites de corrente e tensão são convenientemente ajustáveis.
Data de publicação: 22.01.2018
Nikolay Petrushov
O TL494 (Texas Instruments) é provavelmente o controlador PWM mais comum, com base no qual foi criada a maior parte das fontes de alimentação de computadores e peças de energia de vários eletrodomésticos.
E agora esse microcircuito é bastante popular entre os radioamadores envolvidos na construção de fontes de alimentação comutadas. Analógico doméstico este chip - M1114EU4 (KR1114EU4). Além disso, várias empresas estrangeiras produzem este microcircuito com nomes diferentes. Por exemplo IR3M02 (Sharp), KA7500 (Samsung), MB3759 (Fujitsu). É tudo o mesmo chip.
A idade dela é muito mais jovem que TL431. Começou a ser produzido pela Texas Instruments em algum lugar no final dos anos 90 - início dos anos 2000.
Vamos tentar descobrir juntos o que é e que tipo de "besta" é? Vamos considerar o chip TL494 (Texas Instruments).
Então, vamos começar olhando o que está dentro.
Contém:
- gerador de tensão dente de serra (GPN);
- comparador de ajuste de tempo morto (DA1);
- Comparador de ajuste de PWM (DA2);
- amplificador de erro 1 (DA3), usado principalmente para tensão;
- amplificador de erro 2 (DA4), utilizado principalmente pelo sinal de limite de corrente;
- uma fonte de tensão de referência estável (ION) para 5V com uma saída externa 14;
- circuito de controle do estágio de saída.
Então, é claro, vamos considerar todos os seus componentes e tentar descobrir para que serve tudo isso e como tudo funciona, mas primeiro será necessário fornecer seus parâmetros de operação (características).
| Opções | mín. | máx. | Unidade Mudar |
| VCC Tensão de alimentação | 7 | 40 | NO |
| V I Tensão de entrada do amplificador | -0,3 | VCC-2 | NO |
| V O Tensão do coletor | 40 | NO | |
| Corrente do coletor (cada transistor) | 200 | mA | |
| Feedback atual | 0,3 | mA | |
| f Frequência do oscilador OSC | 1 | 300 | kHz |
| C T Capacitor do Alternador | 0,47 | 10000 | nF |
| R T Resistência do resistor do gerador | 1,8 | 500 | kOhm |
| T A Temperatura operacional TL494C TL494I |
0 | 70 | °C |
| -40 | 85 | °C |
Suas características limitantes são as seguintes;
Tensão de alimentação................................................. .....41V
Tensão de entrada do amplificador...........................(Vcc+0,3)V
Tensão de saída do coletor...........................41V
Corrente de saída do coletor.............................................. .....250mA
Dissipação total de energia em modo contínuo....1W
Conclusão 1
Esta é a entrada não inversora (positiva) do amplificador de erro 1.
Se a tensão de entrada for menor que a tensão no pino 2, não haverá tensão na saída deste amplificador de erro 1 (a saída será baixa) e não terá nenhum efeito na largura (ciclo de trabalho) dos pulsos de saída.
Se a tensão neste pino for maior que no pino 2, então uma tensão aparecerá na saída deste amplificador 1 (a saída do amplificador 1 terá alto nível) e a largura (ciclo de trabalho) dos pulsos de saída diminuirá tanto mais quanto maior for a tensão de saída deste amplificador (máximo de 3,3 volts).
Conclusão 2
Esta é a entrada inversora (negativa) do amplificador de erro 1.
Se a tensão de entrada neste pino for maior que o pino 1, não haverá erro de tensão na saída do amplificador (a saída será baixa) e não terá efeito na largura (ciclo de trabalho) dos pulsos de saída.
Se a tensão neste pino for menor que no pino 1, a saída do amplificador será alta.
O amplificador de erro é um amplificador operacional convencional com ganho da ordem de = 70..95dB para tensão DC, (Ku = 1 na frequência de 350 kHz). A faixa de tensão de entrada do amplificador operacional se estende de -0,3 V à tensão de alimentação, menos 2 V. Ou seja, a tensão máxima de entrada deve ser pelo menos dois volts menor que a tensão de alimentação.
Conclusão 3
Estas são as saídas dos amplificadores de erro 1 e 2 conectadas a esta saída via diodos (circuito OR). Se a tensão na saída de qualquer amplificador mudar de baixa para alta, então no pino 3 ela também ficará alta.
Se a tensão neste pino exceder 3,3 V, os pulsos na saída do microcircuito desaparecem (ciclo de trabalho zero).
Se a tensão neste pino estiver próxima de 0 V, então a duração dos pulsos de saída (ciclo de trabalho) será máxima.
O pino 3 é normalmente usado para fornecer feedback aos amplificadores, mas, se necessário, o pino 3 também pode ser usado como entrada para fornecer variação de largura de pulso.
Se a tensão for alta (> ~ 3,5 V), não haverá pulsos na saída do MS. A fonte de alimentação não iniciará em nenhuma circunstância.
Conclusão 4
Controla a faixa de variação do tempo "morto" (eng. Dead-Time Control), em princípio, este é o mesmo ciclo de trabalho.
Se a tensão estiver próxima de 0 V, a saída do microcircuito terá as larguras de pulso mínima e máxima possíveis, que podem ser definidas respectivamente por outros sinais de entrada (amplificadores de erro, pino 3).
Se a tensão neste pino for de cerca de 1,5 V, então a largura dos pulsos de saída estará na região de 50% de sua largura máxima.
Se a tensão neste pino exceder 3,3 V, não haverá pulsos na saída do MS. A fonte de alimentação não iniciará em nenhuma circunstância.
Mas você não deve esquecer que, com o aumento do tempo "morto", a faixa de ajuste do PWM diminuirá.
Ao alterar a tensão no pino 4, você pode definir uma largura fixa do tempo "morto" (divisor R-R), implementar um modo de partida suave no PSU ( cadeia R-C), fornecem desligamento remoto do MS (tecla), e você também pode usar esta saída como uma entrada de controle linear.
Vamos considerar (para quem não sabe) o que é tempo "morto" e para que serve.
Quando um circuito de alimentação push-pull está operando, os pulsos são alimentados alternadamente das saídas do microcircuito para as bases (portas) dos transistores de saída. Como qualquer transistor é um elemento inercial, ele não pode fechar (abrir) instantaneamente quando um sinal é removido (aplicado) da base (porta) do transistor de saída. E se os pulsos forem aplicados aos transistores de saída sem tempo "morto" (isto é, um pulso é removido de um e imediatamente aplicado ao segundo), pode chegar um momento em que um transistor não tenha tempo de fechar e o segundo tenha já abriu. Então, toda a corrente (chamada de corrente contínua) fluirá através de ambos os transistores abertos ignorando a carga (enrolamento do transformador) e, como não será limitada por nada, os transistores de saída falharão instantaneamente.
Para evitar que isso aconteça, é necessário após o término de um pulso e antes do início do próximo - já passou algum tempo, suficiente para o fechamento confiável do transistor de saída, de cuja entrada foi retirado o sinal de controle.
Este tempo é chamado de tempo "morto".
Sim, mesmo olhando a figura com a composição do microcircuito, vemos que o pino 4 está conectado à entrada do comparador de ajuste de tempo morto (DA1) por meio de uma fonte de tensão de 0,1-0,12 V. Por que isso é feito?
Isso é feito apenas para que a largura máxima (ciclo de trabalho) dos pulsos de saída nunca seja igual a 100%, para garantir a operação segura dos transistores de saída (saída).
Ou seja, se você "colocar" o pino 4 em um fio comum, ainda não haverá tensão zero na entrada do comparador DA1, mas haverá uma tensão apenas desse valor (0,1-0,12 V) e pulsos de o gerador de tensão dente de serra (GPN) aparecerá na saída do microcircuito somente quando sua amplitude no pino 5 exceder essa tensão. Ou seja, o microcircuito possui um limite de ciclo de trabalho máximo fixo dos pulsos de saída, que não excederá 95-96% para a operação de ciclo único do estágio de saída e 47,5-48% para a operação de dois ciclos da saída palco.
Conclusão 5
Esta é a saída do GPN, ela foi projetada para conectar um capacitor de ajuste de tempo Ct a ele, cuja segunda extremidade é conectada a um fio comum. Sua capacitância é geralmente selecionada de 0,01 μF a 0,1 μF, dependendo da frequência de saída dos pulsos FPG do controlador PWM. Como regra, capacitores de alta qualidade são usados aqui.
A frequência de saída do GPN pode ser controlada apenas neste pino. A faixa da tensão de saída do gerador (a amplitude dos pulsos de saída) está em algum lugar na região de 3 volts.
Conclusão 6
É também a saída do GPN, projetada para conectar um resistor de ajuste de tempo Rt a ele, cuja segunda extremidade está conectada a um fio comum.
Os valores de Rt e Ct determinam a frequência de saída do GPN e são calculados pela fórmula para uma operação de ciclo único;
Para um modo de operação push-pull, a fórmula tem a seguinte forma;
Para controladores PWM de outras empresas, a frequência é calculada usando a mesma fórmula, exceto que o número 1 precisará ser alterado para 1,1.
Conclusão 7
Ele se conecta ao fio comum do circuito do dispositivo no controlador PWM.
Conclusão 8
O microcircuito possui um estágio de saída com dois transistores de saída, que são suas chaves de saída. Os terminais de coletor e emissor desses transistores são livres e, portanto, dependendo da necessidade, esses transistores podem ser incluídos no circuito para trabalhar tanto com um emissor comum quanto com um coletor comum.
Dependendo da tensão no pino 13, este estágio de saída pode operar tanto em operação push-pull quanto em ciclo único. Na operação de ciclo único, esses transistores podem ser conectados em paralelo para aumentar a corrente de carga, o que geralmente é feito.
Portanto, o pino 8 é o pino coletor do transistor 1.
Conclusão 9
Este é o terminal emissor do transistor 1.
Conclusão 10
Este é o terminal emissor do transistor 2.
Conclusão 11
Este é o coletor do transistor 2.
Conclusão 12
O "mais" da fonte de alimentação TL494CN é conectado a este pino.
Conclusão 13
Esta é a saída para selecionar o modo de operação do estágio de saída. Se este pino estiver conectado ao terra, o estágio de saída operará no modo single-ended. Os sinais de saída nas saídas dos interruptores do transistor serão os mesmos.
Se você aplicar uma tensão de +5 V a este pino (conecte os pinos 13 e 14 entre si), as teclas de saída funcionarão no modo push-pull. Os sinais de saída nos terminais das chaves do transistor estarão fora de fase e a frequência dos pulsos de saída será a metade.
Conclusão 14
Esta é a saída do estábulo E fonte O pornô H voltagem (ION), Com tensão de saída de +5 V e corrente de saída de até 10 mA, que pode ser utilizada como referência para comparação em amplificadores de erro, e para outras finalidades.
Conclusão 15
Funciona exatamente como o pino 2. Se o segundo amplificador de erro não for usado, o pino 15 é simplesmente conectado ao pino 14 ( Voltagem de referência+5V).
Conclusão 16
Funciona da mesma forma que o pino 1. Se o segundo amplificador de erro não for usado, geralmente ele é conectado ao fio comum (pino 7).
Com o pino 15 conectado a +5V e o pino 16 conectado ao terra, não há tensão de saída do segundo amplificador, portanto, não afeta o funcionamento do chip.
Então, como funciona o controlador TL494 PWM.
Acima, examinamos em detalhes a finalidade dos pinos deste microcircuito e qual função eles desempenham.
Se tudo isso for analisado com cuidado, a partir de tudo isso fica claro como esse chip funciona. Mas, mais uma vez, descreverei brevemente o princípio de seu trabalho.
Quando o microcircuito é normalmente ligado e a energia é fornecida a ele (menos ao pino 7, mais ao pino 12), o GPN começa a gerar pulsos de dente de serra com amplitude de cerca de 3 volts, cuja frequência depende do C e R conectado aos pinos 5 e 6 do microcircuito.
Se o valor dos sinais de controle (nos pinos 3 e 4) for inferior a 3 volts, pulsos retangulares aparecerão nas teclas de saída do microcircuito, cuja largura (ciclo de trabalho) depende do valor dos sinais de controle nos pinos 3 e 4.
Ou seja, o microcircuito compara a tensão positiva do dente de serra do capacitor Ct (C1) com qualquer um dos dois sinais de controle.
Os circuitos lógicos para controlar os transistores de saída VT1 e VT2 os abrem somente quando a tensão dos pulsos dente de serra é maior que os sinais de controle. E quanto maior essa diferença, maior o pulso de saída (mais ciclo de trabalho).
A tensão de controle no pino 3, por sua vez, depende dos sinais nas entradas dos amplificadores operacionais (amplificadores de erro), que por sua vez podem controlar a tensão de saída e a corrente de saída da PSU.
Assim, um aumento ou diminuição no valor de qualquer sinal de controle causa, respectivamente, uma diminuição linear ou aumento na largura dos pulsos de tensão nas saídas do microcircuito.
Como sinais de controle, como mencionado acima, a tensão do pino 4 (controle de tempo morto), as entradas de amplificadores de erro ou a entrada de sinal de feedback diretamente do pino 3 podem ser usadas.
Teoria, como dizem, é teoria, mas será muito melhor ver e "sentir" tudo isso na prática, então vamos montar o seguinte esquema na protoboard e ver em primeira mão como tudo funciona.
O mais simples e via rápida- Coloque tudo em uma tábua de pão. Sim, instalei o chip KA7500. Coloquei a saída "13" do microcircuito em um fio comum, ou seja, nossas chaves de saída funcionarão no modo de ciclo único (os sinais nos transistores serão os mesmos), e a taxa de repetição dos pulsos de saída corresponderá à frequência da tensão dente de serra do GPN.
Conectei o osciloscópio aos seguintes pontos de teste:
- O primeiro feixe para o pino "4", para controlar a tensão DC neste pino. Localizado no centro da tela na linha zero. Sensibilidade - 1 volt por divisão;
- O segundo feixe para a saída "5", para controlar a tensão dente de serra do GPN. Também está localizado na linha zero (ambos os feixes são combinados) no centro do osciloscópio e com a mesma sensibilidade;
- O terceiro feixe para a saída do microcircuito para a saída "9", para controlar os pulsos na saída do microcircuito. A sensibilidade do feixe é de 5 volts por divisão (0,5 volts, mais um divisor por 10). Localizado na parte inferior da tela do osciloscópio.
Esqueci de dizer que as chaves de saída do microcircuito são conectadas a um coletor comum. Em outras palavras, de acordo com o esquema seguidor de emissor. Por que um repetidor? Porque o sinal no emissor do transistor repete exatamente o sinal de base, para que possamos ver tudo com clareza.
Se você remover o sinal do coletor do transistor, ele será invertido (invertido) em relação ao sinal de base.
Fornecemos energia ao microcircuito e vemos o que temos nas saídas.
Na quarta perna temos zero (o controle deslizante do aparador está na posição mais baixa), o primeiro feixe está na linha zero no centro da tela. Amplificadores de erro também não funcionam.
Na quinta perna, vemos a tensão dente de serra do GPN (segundo feixe), com amplitude de pouco mais de 3 volts.
Na saída do microcircuito (pino 9), vemos pulsos retangulares com amplitude de cerca de 15 volts e largura máxima (96%). Os pontos na parte inferior da tela são apenas um limite de ciclo de trabalho fixo. Para torná-lo mais visível, ligue o trecho no osciloscópio.
Bem, agora você pode ver melhor. Este é exatamente o momento em que a amplitude do pulso cai para zero e o transistor de saída é fechado. pouco tempo. Nível zero para este feixe na parte inferior da tela.
Bem, vamos adicionar tensão ao pino 4 e ver o que obtemos.
No pino "4" com um resistor trimmer, defino uma tensão constante de 1 volt, o primeiro feixe aumentou uma divisão (uma linha reta na tela do osciloscópio). O que vemos? O tempo morto aumentou (o ciclo de trabalho diminuiu), é uma linha pontilhada na parte inferior da tela. Ou seja, o transistor de saída é fechado por um tempo por cerca de metade da duração do próprio pulso.
Vamos adicionar mais um volt com um resistor de ajuste ao pino "4" do microcircuito.
Vemos que o primeiro feixe aumentou uma divisão, a duração dos pulsos de saída tornou-se ainda menor (1/3 da duração de todo o pulso) e o tempo morto (tempo de fechamento do transistor de saída) aumentou para dois terços. Ou seja, vê-se claramente que a lógica do microcircuito compara o nível do sinal GPN com o nível do sinal de controle e passa para a saída apenas aquele sinal GPN, cujo nível é superior ao sinal de controle.
Para deixar ainda mais claro, a duração (largura) dos pulsos de saída do microcircuito será igual à duração (largura) dos pulsos de saída de tensão dente de serra que estiverem acima do nível do sinal de controle (acima de uma linha reta na tela do osciloscópio).
Vá em frente, adicione outro volt ao pino "4" do microcircuito. O que vemos? Na saída do microcircuito, pulsos muito curtos têm aproximadamente a mesma largura que aqueles que se projetam acima da linha reta do topo da tensão do dente de serra. Ligue o trecho no osciloscópio para que o pulso possa ser visto melhor.
Aqui, vemos um pulso curto, durante o qual o transistor de saída estará aberto e o resto do tempo (a linha inferior da tela) estará fechado.
Bem, vamos tentar aumentar ainda mais a tensão no pino "4". Definimos a tensão na saída com um resistor trimmer acima do nível da tensão dente de serra do GPN.
Bem, é isso, o PSU vai parar de funcionar para nós, já que a saída está totalmente "calma". Não há pulsos de saída, pois no pino de controle "4" temos um nível de tensão constante de mais de 3,3 volts.
Absolutamente a mesma coisa acontecerá se você aplicar um sinal de controle ao pino "3" ou a algum tipo de amplificador de erro. Se você estiver interessado, pode conferir por si mesmo. Além disso, se os sinais de controle estiverem imediatamente em todas as saídas de controle, controle o microcircuito (prevaleça), haverá um sinal dessa saída de controle, cuja amplitude é maior.
Bem, vamos tentar desconectar o pino "13" do fio comum e conectá-lo ao pino "14", ou seja, alternar modo de trabalho chaves de saída de ciclo único para ciclo duplo. Vamos ver o que podemos fazer.
Com um trimmer, novamente zeramos a tensão no pino "4". Ligamos a energia. O que vemos?
Na saída do microcircuito, também existem pulsos retangulares de duração máxima, mas sua taxa de repetição tornou-se metade da frequência dos pulsos dente de serra.
Os mesmos pulsos estarão no transistor da segunda chave do microcircuito (pino 10), com a única diferença de que serão deslocados no tempo em relação a estes em 180 graus.
Há também um limite máximo de ciclo de trabalho (2%). Agora não está visível, você precisa conectar o 4º feixe do osciloscópio e combinar os dois sinais de saída. A quarta sonda não está disponível, então não a fiz. Quem quiser, verifique por si mesmo para ter certeza disso.
Neste modo, o microcircuito funciona exatamente da mesma forma que no modo de ciclo único, com a única diferença de que a duração máxima dos pulsos de saída aqui não excederá 48% da duração total do pulso.
Portanto, não vamos considerar esse modo por muito tempo, mas apenas ver que tipo de pulso teremos com uma tensão no pino "4" de dois volts.
Aumentamos a tensão com um resistor de ajuste. A largura dos pulsos de saída diminuiu para 1/6 da duração total do pulso, ou seja, também exatamente o dobro do modo de operação de ciclo único das chaves de saída (1/3 vezes lá).
Na saída do segundo transistor (pino 10) haverá os mesmos pulsos, apenas deslocados no tempo em 180 graus.
Bem, em princípio, analisamos a operação do controlador PWM.
Mais sobre a conclusão "4". Como mencionado anteriormente, este pino pode ser usado para iniciar "suavemente" a fonte de alimentação. Como organizá-lo?
Muito simples. Para fazer isso, conecte à cadeia RC de saída "4". Aqui está um exemplo de um fragmento de diagrama:
Como funciona o "soft start" aqui? Vejamos o diagrama. O capacitor C1 está conectado a ION (+5 volts) através do resistor R5.
Quando a energia é aplicada ao microcircuito (pino 12), +5 volts aparecem no pino 14. O capacitor C1 começa a carregar. A corrente de carga do capacitor flui através do resistor R5, no momento de ligar é máxima (o capacitor é descarregado) e ocorre uma queda de tensão de 5 volts no resistor, que é aplicado na saída "4". Essa tensão, como já descobrimos por experiência, proíbe a passagem de pulsos para a saída do microcircuito.
À medida que o capacitor carrega, a corrente de carga diminui e a queda de tensão no resistor diminui proporcionalmente. A tensão no pino "4" também diminui e os pulsos começam a aparecer na saída do microcircuito, cuja duração aumenta gradativamente (conforme o capacitor carrega). Quando o capacitor está totalmente carregado, a corrente de carga para, a tensão no pino "4" fica próxima de zero e o pino "4" não afeta mais a duração dos pulsos de saída. A fonte de alimentação entra em seu modo de operação.
Naturalmente, você adivinhou que o tempo de início do PSU (sua saída para o modo de operação) dependerá do valor do resistor e do capacitor e, ao selecioná-los, será possível regular esse tempo.
Bem, isso é resumidamente toda a teoria e prática, e não há nada particularmente complicado aqui, e se você entender e entender a operação deste PWM, não será difícil para você entender e entender o trabalho de outros PWMs.
Desejo a todos boa sorte.
TROQUE A FONTE DE ALIMENTAÇÃO EM TL494 E IR2110
A maioria dos conversores de tensão automotivos e de rede é baseada em um controlador TL494 especializado e, como é o principal, não seria justo não falar brevemente sobre o princípio de sua operação.
O controlador TL494 é um invólucro plástico DIP16 (existem opções em um invólucro planar, mas não é usado nesses projetos). O diagrama funcional do controlador é mostrado na Fig.1.
Figura 1 - Diagrama de blocos do chip TL494.
Como pode ser visto na figura, o microcircuito TL494 possui circuitos de controle muito desenvolvidos, o que permite construir conversores com base em quase todos os requisitos, mas primeiro algumas palavras sobre as unidades funcionais do controlador.
Circuitos de proteção de ÍON e subtensão.
O circuito liga quando a fonte de alimentação atinge o limite de 5,5...7,0 V (valor típico de 6,4 V). Até este ponto, os barramentos de controle interno desabilitam a operação do gerador e a parte lógica do circuito. Corrente sem carga na tensão de alimentação de +15 V (transistores de saída desabilitados) não mais que 10 mA. ION +5V (+4,75..+5,25 V, estabilização de saída não pior que +/- 25mV) fornece corrente de saída de até 10 mA. É possível amplificar o ION apenas usando um seguidor de emissor npn (consulte TI nas páginas 19-20), mas a tensão na saída desse "estabilizador" dependerá fortemente da corrente de carga.
Gerador gera no capacitor de temporização Ct (pino 5) uma tensão dente de serra de 0..+3.0V (amplitude definida por ION) para TL494 Texas Instruments e 0...+2.8V para TL494 Motorola (o que podemos esperar dos outros?) , respectivamente para TI F =1,0/(RtCt), para Motorola F=1,1/(RtCt).
Frequências operacionais permitidas
de 1 a 300 kHz, enquanto a faixa recomendada é Rt = 1...500kΩ, Ct=470pF...10uF. Nesse caso, o desvio de temperatura típico da frequência é (claro, sem levar em consideração o desvio dos componentes conectados) +/-3%, e o desvio de frequência dependendo da tensão de alimentação está dentro de 0,1% em toda a faixa permitida .
Para desligamento remoto
gerador, você pode usar uma chave externa para fechar a entrada Rt (6) para a saída do ION, ou - fechar Ct para o terra. Obviamente, a resistência de vazamento da chave aberta deve ser levada em consideração ao escolher Rt, Ct.
Entrada de controle de fase de repouso
(ciclo de trabalho) através do comparador de fase de repouso define a pausa mínima necessária entre os pulsos nos braços do circuito. Isso é necessário tanto para evitar a passagem de corrente nos estágios de energia fora do IC quanto para a operação estável do gatilho - o tempo de comutação da parte digital do TL494 é de 200 ns. O sinal de saída é ativado quando a serra em Ct excede a tensão na entrada de controle 4 (DT). No velocidades do relógio até 150 kHz com tensão de controle zero, a fase de repouso = 3% do período (offset do sinal de controle equivalente 100..120 mV), em altas frequências, a correção integrada estende a fase de repouso para 200..300 ns.
Usando o circuito de entrada DT, é possível definir uma fase de repouso fixa ( divisor R-R), modo de partida suave (R-C), desligamento remoto (tecla) e use DT como uma entrada de controle linear. O circuito de entrada é feito de transistores pnp, então a corrente de entrada (até 1,0 uA) sai do IC e não entra nele. A corrente é muito grande, então resistores de alta resistência (não mais que 100 kOhm) devem ser evitados. Consulte TI, página 23 para obter um exemplo de proteção contra surtos usando um diodo zener de 3 pinos TL430 (431).
Amplificadores de erro
- de fato, amplificadores operacionais com Ku \u003d 70..95dB para tensão constante (60 dB para série inicial), Ku=1 a 350 kHz. Os circuitos de entrada são montados em transistores pnp, de modo que a corrente de entrada (até 1,0 µA) sai do IC e não entra nele. A corrente é grande o suficiente para o amplificador operacional, a tensão de polarização também é (até 10mV), portanto, resistores de alta resistência nos circuitos de controle (não mais que 100 kOhm) devem ser evitados. Mas, graças ao uso de entradas pnp, a faixa de tensão de entrada é de -0,3V a Vsupply-2V
Ao usar um sistema operacional dependente de frequência RC, deve-se lembrar que a saída dos amplificadores é realmente de terminação única (diodo serial!). descarregar. A tensão nesta saída está na faixa de 0..+3,5V (um pouco mais que a amplitude do gerador), então o coeficiente de tensão cai drasticamente e em cerca de 4,5V na saída os amplificadores saturam. Da mesma forma, resistores de baixa resistência devem ser evitados no circuito de saída de amplificadores (loops de SO).
Os amplificadores não são projetados para operar dentro de um ciclo da frequência operacional. Com um atraso de propagação do sinal dentro do amplificador de 400 ns, eles são muito lentos para isso, e a lógica de controle do gatilho não permite (haveria pulsos laterais na saída). Em circuitos PN reais, a frequência de corte do circuito OS é selecionada na ordem de 200-10000 Hz.
Lógica de controle de disparo e saída
- Com uma tensão de alimentação de pelo menos 7V, se a tensão da serra no gerador for maior do que na entrada de controle DT e se a tensão da serra for maior do que em qualquer um dos amplificadores de erro (tendo em conta os limites e offsets) - a saída do circuito é permitida. Quando o gerador é zerado do máximo, as saídas são desabilitadas. Um gatilho com uma saída bifásica divide a frequência pela metade. Com um 0 lógico na entrada 13 (modo de saída), as fases de disparo são combinadas por OR e são alimentadas simultaneamente para ambas as saídas, com um 1 lógico, elas são alimentadas em parafase para cada saída separadamente.
Transistores de saída
- npn Darlingtons com proteção térmica integrada (mas sem proteção de corrente). Assim, a queda de tensão mínima entre o coletor (geralmente fechado ao barramento positivo) e o emissor (na carga) é de 1,5V (típico em 200 mA), e em um circuito de emissor comum é um pouco melhor, 1,1V típico. A corrente máxima de saída (com um transistor aberto) é limitada a 500 mA, a potência máxima para todo o cristal é de 1W.
As fontes de alimentação comutadas estão gradualmente substituindo seus parentes tradicionais na engenharia de som, uma vez que parecem visivelmente mais atraentes tanto econômica quanto globalmente. O mesmo fator que a comutação de fontes de alimentação contribui para a distorção do amplificador, ou seja, o aparecimento de harmônicos adicionais, já está perdendo sua relevância principalmente por dois motivos - a moderna base de elementos permite projetar conversores com uma frequência de conversão significativamente superior a 40 kHz , portanto, a modulação da fonte de alimentação introduzida pela fonte de alimentação será em ultrassom. Além disso, uma frequência de potência mais alta é muito mais fácil de filtrar, e o uso de dois filtros LC em forma de L nos circuitos de potência já suaviza suficientemente a ondulação nessas frequências.
Claro, também há uma mosca na pomada neste barril de mel - a diferença de preço entre uma fonte de alimentação típica para um amplificador de potência e uma comutação torna-se mais perceptível com o aumento da potência desta unidade, ou seja, quanto mais potente a fonte de alimentação, mais lucrativa ela é em relação à sua contraparte típica.
E isso não é tudo. Ao usar fontes de alimentação comutadas, é necessário seguir as regras de montagem de dispositivos de alta frequência, ou seja, o uso de blindagens adicionais, o fornecimento de um fio comum aos dissipadores de calor da parte de energia, bem como a fiação correta de o terra e a conexão de tranças de blindagem e condutores.
Após uma pequena digressão lírica sobre os recursos de comutação de fontes de alimentação para amplificadores de potência, o diagrama de circuito real de uma fonte de alimentação de 400W:
Imagem 1. diagrama de circuito Fonte de alimentação chaveada para amplificadores de potência de até 400 W
AUMENTAR EM BOA QUALIDADE
O controlador de controle nesta fonte de alimentação é o TL494. claro que tem mais microcircuitos modernos para esta tarefa, no entanto, usamos este controlador específico por dois motivos - é MUITO fácil de obter. Por muito tempo, nenhum problema de qualidade foi encontrado nas fontes de alimentação TL494 fabricadas pela Texas Instruments. O amplificador de erro é coberto pelo OOS, o que permite obter um coeficiente bastante grande. estabilização (relação dos resistores R4 e R6).
Após o controlador TL494, há um driver de meia ponte IR2110, que na verdade controla as portas dos transistores de potência. O uso do driver possibilitou o abandono do transformador de casamento, amplamente utilizado em fontes de alimentação de computadores. O driver IR2110 é carregado nas persianas através das cadeias R24-VD4 e R25-VD5 acelerando o fechamento dos trabalhadores do campo.
Os interruptores de alimentação VT2 e VT3 funcionam no enrolamento primário do transformador de potência. Ponto médio necessário para obter Tensão CA no enrolamento primário do transformador é formado pelos elementos R30-C26 e R31-C27.
Algumas palavras sobre o algoritmo da fonte de alimentação comutada no TL494:
No momento em que a tensão de rede de 220 V é aplicada, as capacitâncias dos filtros de potência primários C15 e C16 são infectadas através dos resistores R8 e R11, o que não permite que a ponte diol VD seja sobrecarregada com uma corrente de curto-circuito totalmente descarregada C15 e C16. Ao mesmo tempo, os capacitores C1, C3, C6, C19 são carregados através de uma linha de resistores R16, R18, R20 e R22, um estabilizador 7815 e um resistor R21.
Assim que a tensão no capacitor C6 atinge 12 V, o diodo zener VD1 "rompe" e a corrente começa a fluir através dele, carregando o capacitor C18, e assim que o terminal positivo desse capacitor atinge um valor suficiente para abrir o tiristor VS2, ele abrirá. Isso ligará o relé K1, que desviará com seus contatos os resistores limitadores de corrente R8 e R11. Além disso, o tiristor aberto VS2 abrirá o transistor VT1 para o controlador TL494 e o driver de meia ponte IR2110. O controlador entrará no modo de partida suave, cuja duração depende das classificações de R7 e C13.
Durante uma partida suave, a duração dos pulsos que abrem os transistores de potência aumenta gradativamente, carregando gradativamente os capacitores de potência secundários e limitando a corrente através dos diodos retificadores. A duração aumenta até que a quantidade de energia secundária seja suficiente para ligar o LED do optoacoplador IC1. Assim que o brilho do LED do optoacoplador for suficiente para abrir o transistor, a duração do pulso parará de aumentar (Figura 2).
Figura 2. Modo de inicialização suave.
Deve-se notar aqui que a duração do soft start é limitada, pois a corrente que passa pelos resistores R16, R18, R20, R22 não é suficiente para alimentar o controlador TL494, o driver IR2110 e o enrolamento do relé ligado - a fonte a tensão desses microcircuitos começará a diminuir e logo diminuirá até um valor no qual o TL494 deixará de gerar pulsos de controle. E pouco antes deste momento, o modo soft start deve terminar e o conversor deve entrar no modo normal de operação, pois a alimentação principal do controlador TL494 e do driver IR2110 é obtida do transformador de potência (VD9, VD10 - retificador com um ponto médio, R23-C1-C3 - filtro RC, IC3 é um estabilizador de 15 V) e é por isso que os capacitores C1, C3, C6, C19 têm classificações tão altas - eles devem manter a fonte de alimentação do controlador até que ele volte à operação normal .
O TL494 estabiliza a tensão de saída alterando a duração dos pulsos de controle dos transistores de potência em uma frequência constante - Pulse Width Modulation - PWM. Isso só é possível se o valor da tensão secundária do transformador de potência for maior que o necessário na saída do estabilizador em pelo menos 30%, mas não mais que 60%.
Figura 3. O princípio de funcionamento do estabilizador PWM.
À medida que a carga aumenta, a tensão de saída começa a diminuir, o LED IC1 do optoacoplador começa a brilhar menos, o transistor do optoacoplador fecha, reduzindo a tensão no amplificador de erro e aumentando assim a duração dos pulsos de controle até que a tensão efetiva atinja o valor de estabilização (Figura 3). Quando a carga diminuir, a tensão começará a aumentar, o LED do optoacoplador IC1 começará a brilhar mais forte, abrindo assim o transistor e reduzindo a duração dos pulsos de controle até que o valor do valor efetivo da tensão de saída diminua para um valor estabilizado. O valor da tensão estabilizada é regulado por um resistor de ajuste R26.
Deve-se notar que o controlador TL494 não regula a duração de cada pulso dependendo da tensão de saída, mas apenas o valor médio, ou seja, a parte de medição tem alguma inércia. No entanto, mesmo com capacitores instalados na fonte de alimentação secundária com capacidade de 2200 uF, as falhas de energia em cargas de pico de curto prazo não excedem 5%, o que é bastante aceitável para equipamentos de classe HI-FI. Normalmente colocamos capacitores na fonte de alimentação secundária de 4700 uF, o que fornece uma margem confiável para valores de pico, e o uso de um indutor de estabilização de grupo permite controlar todas as 4 tensões de alimentação de saída.
Esta fonte de alimentação chaveada é equipada com proteção contra sobrecarga, cujo elemento de medição é o transformador de corrente TV1. Assim que a corrente atinge um valor crítico, o tiristor VS1 abre e desvia a alimentação do estágio final do controlador. Os pulsos de controle desaparecem e a fonte de alimentação entra em modo de espera, que pode ficar em modo de espera por um longo tempo, pois o tiristor VS2 continua aberto - a corrente que flui pelos resistores R16, R18, R20 e R22 é suficiente para mantê-lo aberto. Como calcular o transformador de corrente.
Para tirar a fonte de alimentação do modo de espera, você deve pressionar o botão SA3, que irá desviar o tiristor VS2 com seus contatos, a corrente deixará de fluir por ele e fechará. Assim que os contatos SA3 se abrem, o transistor VT1 se fecha, retirando a alimentação do controlador e do driver. Assim, o circuito de controle mudará para o modo de consumo mínimo - o tiristor VS2 está fechado, portanto o relé K1 está desligado, o transistor VT1 está fechado, portanto o controlador e o driver estão desenergizados. Os capacitores C1, C3, C6 e C19 começam a carregar e assim que a tensão atingir 12 V, o tiristor VS2 será aberto e a fonte de alimentação chaveada será iniciada.
Caso necessário coloque a fonte de alimentação em modo standby, pode-se utilizar o botão SA2, ao ser pressionado, a base e o emissor do transistor VT1 serão conectados. O transistor fechará e desenergizará o controlador e o driver. Os impulsos de controle desaparecerão e as tensões secundárias também desaparecerão. No entanto, a energia não será removida do relé K1 e o conversor não reiniciará.
Este circuito permite montar fontes de alimentação de 300-400 W a 2000 W, claro, que alguns elementos do circuito terão que ser substituídos, pois de acordo com seus parâmetros eles simplesmente não suportam cargas pesadas.
Ao montar opções mais potentes, preste atenção aos capacitores dos filtros de suavização da fonte de alimentação primária C15 e C16. A capacitância total desses capacitores deve ser proporcional à potência da fonte de alimentação e corresponder à proporção de 1 W da potência de saída do conversor de tensão corresponde a 1 μF da capacitância do capacitor do filtro de potência primário. Em outras palavras, se a fonte de alimentação for de 400 W, então 2 capacitores de 220 uF devem ser usados, se a potência for de 1000 W, então 2 capacitores de 470 uF ou dois capacitores de 680 uF devem ser instalados.
Este requisito tem dois propósitos. Primeiro, a ondulação da tensão de alimentação primária é reduzida, o que facilita a estabilização da tensão de saída. Em segundo lugar, o uso de dois capacitores em vez de um facilita o funcionamento do próprio capacitor, pois os capacitores eletrolíticos da série TK são muito mais fáceis de obter e não se destinam inteiramente ao uso em fontes de alimentação de alta frequência - a resistência interna é muito alto e em altas frequências esses capacitores irão aquecer. Usando duas peças está caindo Resistencia interna, e o aquecimento resultante já está dividido entre os dois capacitores.
Quando usados como transistores de potência IRF740, IRF840, STP10NK60 e similares (para mais detalhes sobre os transistores mais usados em conversores de rede, veja a tabela no final da página), você pode recusar os diodos VD4 e VD5 juntos, e reduzir os valores dos resistores R24 e R25 a 22 Ohms - a alimentação do driver IR2110 é suficiente para acionar esses transistores. Se uma fonte de alimentação de comutação mais potente for montada, serão necessários transistores mais potentes. Deve-se prestar atenção tanto à corrente máxima do transistor quanto à sua potência de dissipação - as fontes de alimentação estabilizadas por pulso são muito sensíveis à correção do snubber fornecido e, sem ele, os transistores de potência esquentam mais porque as correntes formadas devido à auto-indução começam a fluem através dos diodos instalados nos transistores. Saiba mais sobre como escolher um amortecedor.
Além disso, o aumento no tempo de fechamento sem snubber contribui significativamente para o aquecimento - o transistor é mais longo no modo linear.
Muitas vezes eles se esquecem de mais um recurso transistores de efeito de campo- com o aumento da temperatura, sua corrente máxima diminui e com bastante força. Com base nisso, ao escolher transistores de potência para comutação de fontes de alimentação, você deve ter pelo menos uma margem dupla para a corrente máxima para fontes de alimentação de amplificadores de potência e três vezes para dispositivos operando em uma grande carga imutável, como uma fundição de indução ou iluminação decorativa, alimentando uma ferramenta elétrica de baixa tensão.
A estabilização da tensão de saída é realizada devido ao indutor de estabilização de grupo L1 (DGS). Preste atenção na direção dos enrolamentos deste indutor. O número de voltas deve ser proporcional às tensões de saída. Claro, existem fórmulas para calcular esse conjunto de enrolamento, mas a experiência mostrou que a potência total do núcleo para um DGS deve ser de 20 a 25% da potência total de um transformador de potência. Você pode enrolar até que a janela seja preenchida em cerca de 2/3, lembrando que se as tensões de saída forem diferentes, o enrolamento com uma tensão maior deve ser proporcionalmente maior, por exemplo, você precisa de duas tensões bipolares, uma para ± 35 V , e o segundo para alimentar o subwoofer com tensão ±50 V.
Enrolamos o DGS em quatro fios de uma vez até que 2/3 da janela seja preenchida, contando as voltas. O diâmetro é calculado com base na intensidade de corrente de 3-4 A / mm2. Digamos que temos 22 voltas, fazemos a proporção:
22 voltas / 35 V = X voltas / 50 V.
X voltas = 22 × 50 / 35 = 31,4 ≈ 31 voltas
Em seguida, cortamos dois fios para ± 35 V e enrolamos mais 9 voltas para uma tensão de ± 50.
ATENÇÃO! Lembre-se de que a qualidade da estabilização depende diretamente da rapidez com que a tensão muda à qual o diodo optoacoplador está conectado. Para melhorar o estilo do cof, faz sentido conectar uma carga adicional a cada tensão na forma de resistores de 2 W e uma resistência de 3,3 kOhm. O resistor de carga conectado à tensão controlada pelo optoacoplador deve ser 1,7 ... 2,2 vezes menor.
Os dados de enrolamento para fontes de alimentação de comutação de rede em anéis de ferrite com permeabilidade de 2000NM estão resumidos na tabela 1.
DADOS DE ENROLAMENTO PARA TRANSFORMADORES DE PULSO |
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Porém, nem sempre é possível descobrir a marca do ferrite, principalmente se for ferrite de transformadores de linha de TVs. Você pode sair da situação descobrindo o número de voltas empiricamente. Mais detalhes sobre isso no vídeo:
Usando o circuito acima de uma fonte de alimentação chaveada, várias submodificações foram desenvolvidas e testadas, projetadas para resolver um problema específico para várias potências. Os desenhos das placas de circuito impresso dessas fontes de alimentação são mostrados a seguir.
Placa de circuito impresso para uma fonte de alimentação estabilizada por pulsos com potência de até 1200 ... 1500 W. Tamanho da placa 269x130 mm. Na verdade, esta é uma versão mais avançada da placa de circuito impresso anterior. Distingue-se pela presença de uma bobina de estabilização de grupo que permite controlar a magnitude de todas as tensões de alimentação, bem como um filtro LC adicional. Possui controle de ventilador e proteção contra sobrecarga. As tensões de saída consistem em duas fontes de alimentação bipolares e uma fonte bipolar de baixa corrente projetada para alimentar os estágios preliminares.
A aparência da placa de circuito impresso da fonte de alimentação até 1500 W. DOWNLOAD EM FORMATO LAY
Uma fonte de alimentação de comutação estabilizada com potência de até 1500 ... 1800 W pode ser feita em uma placa de circuito impresso de tamanho 272x100 mm. A fonte de alimentação é projetada para um transformador de potência feito em anéis K45 e localizado horizontalmente. Possui duas fontes bipolares de energia que podem ser combinadas em uma fonte para alimentar o amplificador com fonte de alimentação de dois níveis e uma fonte bipolar de baixa corrente para estágios preliminares.
Fonte de alimentação de comutação da placa de circuito até 1800 W. DOWNLOAD EM FORMATO LAY
Esta fonte de alimentação pode ser usada para alimentar equipamentos automotivos de alta potência, como amplificadores de carro, condicionadores de ar do carro. As dimensões da placa são 188x123. Os diodos retificadores Schottky utilizados podem ser colocados em ponte e a corrente de saída pode atingir 120 A a 14 V. Além disso, a fonte de alimentação pode fornecer tensão bipolar com capacidade de carga de até 1 A (a estabilizadores integrais tensão). O transformador de potência é feito em anéis K45, o estrangulamento de filtragem de tensão de energia em sim dois anéis K40x25x11. Proteção contra sobrecarga integrada.
A aparência da fonte de alimentação da placa de circuito impresso para equipamentos automotivos DOWNLOAD EM FORMATO LAY
A fonte de alimentação de até 2000 W é feita em duas placas de tamanho 275x99, localizadas uma acima da outra. A tensão é controlada por uma tensão. Possui proteção contra sobrecarga. O arquivo contém várias variantes do "segundo andar" para duas tensões bipolares, para duas tensões unipolares, para as tensões necessárias para tensões de dois e três níveis. O transformador de potência está localizado horizontalmente e é feito em anéis K45.
A aparência da fonte de alimentação de "dois andares" DOWNLOAD IN LAY FORMAT
A alimentação com duas tensões bipolares ou uma para amplificador de dois níveis é feita em placa 277x154. Possui estrangulamento de estabilização em grupo, proteção contra sobrecarga. O transformador de potência está nos anéis K45 e está localizado horizontalmente. Potência até 2000 W.
Aparência da placa de circuito impresso DOWNLOAD EM FORMATO LAY
Quase a mesma fonte de alimentação acima, mas tem uma tensão de saída bipolar.
Aparência da placa de circuito impresso DOWNLOAD EM FORMATO LAY
A fonte de alimentação chaveada tem duas tensões estabilizadas bipolares de potência e uma baixa corrente bipolar. Equipado com controle do ventilador e proteção contra sobrecarga. Possui um choke de estabilização de grupo e filtros LC adicionais. Potência até 2000...2400 W. A placa tem dimensões de 278x146 mm
Aparência da placa de circuito impresso DOWNLOAD EM FORMATO LAY
A placa de circuito impresso de uma fonte de alimentação chaveada para um amplificador de potência com fonte de alimentação de dois níveis com um tamanho de 284x184 mm possui um indutor de estabilização de grupo e filtros LC adicionais, proteção contra sobrecarga e controle do ventilador. marcaé o uso de transistores discretos para acelerar o fechamento dos transistores de potência. Potência de até 2500...2800 W.
com fonte de alimentação de dois níveis DOWNLOAD EM FORMATO LAY
Uma versão ligeiramente modificada do PCB anterior com duas tensões bipolares. Tamanho 285x172. Potência até 3000 W.
A aparência da placa de circuito impresso da fonte de alimentação do amplificador DOWNLOAD IN LAY FORMAT
A fonte de alimentação de comutação de rede Bridge com potência de até 4000...4500 W é feita em uma placa de circuito impresso de 269x198 mm, possui duas tensões de alimentação bipolares, controle de ventiladores e proteção contra sobrecarga. Usa um estrangulamento de estabilização de grupo. É desejável usar filtros de energia secundários adicionais externos L.
A aparência da placa de circuito impresso da fonte de alimentação do amplificador DOWNLOAD IN LAY FORMAT
Há muito mais espaço para ferrites nas placas do que poderia haver. O fato é que nem sempre é necessário ultrapassar os limites do alcance do som. Portanto, áreas adicionais nas placas são fornecidas. Por precaução, uma pequena seleção de dados de referência sobre transistores de potência e links onde eu os compraria. A propósito, encomendei TL494 e IR2110 mais de uma vez e, claro, transistores de potência. É verdade que ele levou longe de toda a gama, mas o casamento ainda não apareceu.
TRANSISTORES POPULARES PARA FONTE DE ALIMENTAÇÃO COMUTADA |
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NOME |
VOLTAGEM |
POTÊNCIA |
CAPACIDADE |
Qg |
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[+] Complementado com arquivos de escala e fotografias.
Arroz. 1
Antes de atualizar, você precisa verificar o funcionamento do UPS, caso contrário, nada de bom resultará disso.
Retiramos o interruptor 115/230V e as tomadas para cabos de ligação. No lugar do soquete superior, instalamos um microamperímetro RA1 para 150 - 200 μA de gravadores de fita cassete, a escala nativa é removida, uma escala feita por você com o programa FrontDesigner é instalada, os arquivos da escala são anexados.
Com um cortador de metal, cortamos os trilhos da placa de circuito impresso do UPS que levam aos terminais nº 1, 2, 3, 4, 13, 14, 15, 16 do microcircuito DA1 e soldamos as peças de acordo com o diagrama (Fig. 1).
Substituímos todos os capacitores eletrolíticos do barramento de + 12V por capacitores de 25 Volts. Conectamos o ventilador normal M1 através do regulador de tensão DA2.
Durante a instalação, também deve-se levar em consideração que os resistores R12 e R13 aquecem durante a operação da unidade, eles devem ser colocados mais próximos do ventilador.
Montado corretamente, sem erros, o dispositivo inicia imediatamente. Ao alterar a resistência do resistor R10, verificamos os limites para ajustar a tensão de saída, de cerca de 3 - 6 a 18 - 25 V (dependendo da instância específica). Selecionamos um resistor constante em série com R10, limitando o limite superior de ajuste no nível que precisamos (digamos 14 V). Conectamos a carga aos terminais (com resistência de 2 a 3 Ohms) e alterando a resistência do resistor R4 regulamos a corrente na carga.
Se +12 V 8 A estiver escrito no adesivo do UPS, você não deve tentar remover 15 Amperes dele.
http://www.radiokot.ru/circuit/power/supply/38/
Se foi mais de um ano como levei a sério o tema das fontes de alimentação. Li os maravilhosos livros de Marty Brown "Power Sources" e Semenov "Power Electronics". Como resultado, notei muitos erros nos circuitos da Internet e, recentemente, vejo apenas uma zombaria cruel do meu chip TL494 favorito.
Eu amo o TL494 por sua versatilidade, provavelmente não existe uma fonte de alimentação que não possa ser implementada nele. Neste caso, quero considerar a implementação da topologia de meia ponte mais interessante. O controle dos transistores meia-ponte é feito isolado galvanicamente, isso requer muitos elementos, a princípio, um conversor dentro do conversor. Apesar de existirem muitos drivers de meia ponte, é muito cedo para descartar o uso de um transformador (GDT) como driver, esse método é o mais confiável. Os drivers do Bootstrap explodiram, mas ainda não observei a explosão do GDT. O transformador driver é um transformador de pulso convencional, calculado usando as mesmas fórmulas do transformador de potência, levando em consideração o esquema de acúmulo. Muitas vezes eu tenho visto o uso transistores poderosos no acúmulo de GDT. As saídas do microcircuito podem fornecer 200 miliamperes de corrente e, no caso de um driver bem construído, isso é muito, eu balancei pessoalmente o IRF740 e até o IRFP460 na frequência de 100 kilohertz. Vejamos o esquema deste driver:
Este circuito é conectado a cada enrolamento de saída do GDT. O fato é que no momento do tempo morto, o enrolamento primário do transformador fica aberto e os enrolamentos secundários não estão carregados, então a descarga das portas pelo próprio enrolamento levará um tempo extremamente longo, a introdução de um resistor de descarga de suporte impedirá que o portão carregue rapidamente e coma muita energia desperdiçada. O circuito na figura está livre dessas deficiências. As frentes medidas em um layout real foram 160ns subindo e 120ns caindo no portão do transistor IRF740.
Os transistores que complementam a ponte no acúmulo GDT são construídos de forma semelhante. O uso de um acúmulo de ponte se deve ao fato de que antes que o gatilho de energia do tl494 seja acionado ao atingir 7 volts, os transistores de saída do microcircuito serão abertos, se o transformador for ligado, ocorrerá um push-pool curto circuito. A ponte é estável.
A ponte de diodos VD6 retifica a tensão do enrolamento primário e, se exceder a tensão de alimentação, retornará ao capacitor C2. Isso acontece devido ao aparecimento de uma tensão reversa, mesmo assim, a indutância do transformador não é infinita.
O circuito pode ser alimentado por um capacitor de extinção, agora um k73-17 de 400 volts está funcionando a 1,6 microfarads. diodos kd522 ou muito melhores que 1n4148, a substituição por 1n4007 mais potente é possível. A ponte de entrada pode ser construída em 1n4007 ou usar um kts407 pré-fabricado. Na placa kts407 foi erroneamente usado como VD6, em hipótese alguma deve ser colocado lá, essa ponte deve ser feita em diodos de alta frequência. O transistor VT4 pode dissipar até 2 watts de calor, mas desempenha um papel puramente protetor, você pode usar o kt814. Os transistores restantes são kt361 e a substituição por kt814 de baixa frequência é altamente indesejável. O oscilador mestre tl494 é sintonizado aqui para uma frequência de 200 kilohertz, o que significa que no modo push-pull obtemos 100 kilohertz. Enrolamos o GDT em um anel de ferrite de 1 a 2 centímetros de diâmetro. Fio 0,2-0,3 mm. Deve haver dez vezes mais voltas do que o valor calculado, isso melhora muito a forma do sinal de saída. Quanto mais enrolado - menos você precisa carregar o GDT com o resistor R2. Enrolei 3 voltas de 70 voltas em um anel com diâmetro externo de 18mm. A superestimação do número de voltas e o carregamento obrigatório com o componente triangular da corrente estão conectados, diminui com o aumento das voltas e o carregamento simplesmente reduz seu efeito percentual. A placa de circuito impresso está anexada, mas não corresponde exatamente ao circuito, mas contém blocos principais, além de um kit de corpo para um amplificador de erro e um estabilizador em série para alimentação do transformador. A placa é feita para instalação na seção da placa da unidade de potência.
Fonte de alimentação de comutação de meia ponte estabilizada
Diodos na saída com tempo de recuperação não superior a 100 ns. Os diodos da família HER (High Efficiency Rectifier) atendem a esses requisitos. Não deve ser confundido com diodos Schottky. |
