Um microchip TL494CN fabricado pela TEXAS INSTRUMENT (EUA) é usado como circuito de controle. É produzido por várias empresas estrangeiras com nomes diferentes. Por exemplo, a empresa SHARP (Japão) produz o chip IR3M02, a empresa FAIRCHILD (EUA) - iA494, SAMSUNG(Coreia) - КА7500, FUJITSU (Japão) - МВ3759, etc. Descrição do TL494 em língua Inglesa em formato *.PDF da TEXAS INSTRUMENT (EUA) ou da MOTOROLA.
Todos esses microcircuitos são análogos completos do microcircuito doméstico KR1114EU4. Vamos considerar em detalhes o dispositivo e a operação desse chip de controle. Está especialmente concebido para controlar a parte de alimentação da UPS e contém (Fig. 1):
Gerador de tensão dente de serra DA6; a frequência do GPN é determinada pelos valores do resistor e do capacitor conectados aos 5º e 6º terminais, e na classe considerada do PSU é selecionado igual a aproximadamente 60 kHz;
Fonte de tensão estabilizada de referência DA5 (Uref=+5V) com saída externa (pino 14);
Comparador "zona morta" DA1;
comparador PWM DA2;
Amplificador de erro de tensão DA3;
Amplificador de erro para sinal de limite de corrente DA4;
Dois transistores de saída VT1 e VT2 com coletores e emissores abertos;
D-flip-flop push-pull dinâmico em modo de divisão de frequência por 2 - DD2;
Elementos lógicos auxiliares DD1 (2-OR), DD3 (2º), DD4 (2º), DD5 (2-OR-NOT), DD6 (2-OR-NOT), DD7 (NOT);
Fonte de tensão DC com valor nominal de 0,1V DA7;
Fonte DC com valor nominal de 0,7mA DA8.
O circuito de controle será executado, ou seja, sequências de pulsos aparecerão nos pinos 8 e 11 se qualquer tensão de alimentação for aplicada ao pino 12, cujo nível está na faixa de +7 a +40 V.
Todo o conjunto de unidades funcionais que compõem o TL494 IC pode ser dividido condicionalmente em uma parte digital e analógica (caminhos de sinal digital e analógico).
A parte analógica inclui amplificadores de erro DA3, DA4, comparadores DA1, DA2, gerador de tensão dente de serra DA6, bem como fontes auxiliares DA5, DA7, DA8. Todos os outros elementos, incluindo os transistores de saída, formam a parte digital (caminho digital). A pinagem do chip de controle TL494 é mostrada na (Fig. 2)
Considere no início a operação do caminho digital.
Os diagramas de tempo que explicam a operação do microcircuito são mostrados na fig. 3. Pode-se ver nos diagramas de tempo que os momentos da aparência dos pulsos de controle de saída do microcircuito, bem como sua duração (diagramas 12 e 13) são determinados pelo estado de saída do elemento lógico DD1 (diagrama 5 ). O resto da "lógica" executa apenas uma função auxiliar de dividir os pulsos de saída DD1 em dois canais. Nesse caso, a duração dos pulsos de saída do microcircuito é determinada pela duração do estado aberto de seus transistores de saída VT1, VT2. Como ambos os transistores possuem coletores e emissores abertos, é possível conectá-los de duas maneiras.
Quando ligado de acordo com um circuito de emissor comum, os pulsos de saída são retirados das cargas do coletor externo dos transistores (dos pinos 8 e 11 do microcircuito) e os próprios pulsos são direcionados por surtos para baixo de um nível positivo (o bordos de ataque dos pulsos são negativos). Os emissores dos transistores (terminais 9 e 10 do microcircuito) neste caso, via de regra, são aterrados. Quando ligado de acordo com um circuito coletor comum, as cargas externas são conectadas aos emissores dos transistores e os pulsos de saída, direcionados neste caso por surtos para cima (as bordas dos pulsos são positivas), são removidos dos emissores dos transistores VT1 , VT2. Os coletores desses transistores são conectados ao barramento de força do chip de controle (Upom).
Os pulsos de saída das unidades funcionais restantes que compõem a parte digital do microcircuito TL494 são direcionados para cima, independentemente do esquema de comutação do microcircuito.
O gatilho DD2 é um gatilho D dinâmico push-pull. O princípio de seu trabalho é o seguinte. Na borda inicial (positiva) do pulso de saída do elemento DD1, o estado da entrada D do gatilho DD2 é registrado no registro interno. Fisicamente, isso significa que o primeiro dos dois gatilhos que fazem parte do DD2 está comutado. Quando o pulso na saída do elemento DD1 termina, o segundo gatilho em DD2 comuta na borda de fuga (negativa) desse pulso e o estado das saídas DD2 muda (na saída Q, as informações lidas da entrada D aparecem) . Isso elimina a possibilidade do aparecimento de um pulso de desbloqueio com base em cada um dos transistores VT1, VT2 duas vezes durante um período.
De fato, enquanto o nível do pulso na entrada do gatilho DD2 não mudou, o estado de suas saídas não mudará. Portanto, o pulso é transmitido para a saída do microcircuito através de um dos canais, por exemplo, o superior (DD3, DD5, VT1). Quando o pulso na entrada C terminar, acione os interruptores DD2, bloqueie o canal superior e desbloqueie o canal inferior (DD4, DD6, VT2). Portanto, o próximo pulso que chegar na entrada C e nas entradas DD5, DD6 será transmitido para a saída do microcircuito através do canal inferior. Assim, cada um dos pulsos de saída do elemento DD1 com seu flanco negativo comuta o gatilho DD2 e este muda o canal para o próximo pulso. Portanto, no material de referência do microcircuito de controle, é indicado que a arquitetura do microcircuito fornece supressão de pulso duplo, ou seja, elimina o aparecimento de dois pulsos de desbloqueio baseados no mesmo transistor em um período.
Vamos considerar em detalhes um período de operação do caminho digital do microcircuito.
A aparência de um pulso de desbloqueio com base no transistor de saída do canal superior (VT1) ou inferior (VT2) é determinada pela lógica dos elementos DD5, DD6 ("2OR-NOT") e pelo estado dos elementos DD3, DD4 ("2nd"), que, por sua vez, é determinado pelo estado da trigger DD2.
A lógica do elemento 2-OR-NOT, como você sabe, é que uma tensão de alto nível (lógico 1) aparece na saída de tal elemento no único caso se houver baixos níveis de tensão (lógico 0) em ambos de suas entradas. Com outras combinações possíveis de sinais de entrada, a saída do elemento 2 OU NÃO tem um nível de tensão baixo (0 lógico). Portanto, se na saída Q do gatilho DD2 houver um 1 lógico (momento t1 do diagrama 5 na Fig. 3), e na saída /Q - 0 lógico, então em ambas as entradas do elemento DD3 (2I) haverá será lógico 1 e, portanto, lógico 1 aparecerá na saída DD3 e, portanto, em uma das entradas do elemento DD5 (2OR-NOT) do canal superior. Portanto, independente de nível de sinal, chegando à segunda entrada deste elemento da saída do elemento DD1, o estado de saída de DD5 será O lógico e o transistor VT1 permanecerá no estado fechado. O estado de saída do elemento DD4 será lógico 0, porque o 0 lógico está presente em uma das entradas DD4, vindo da saída /Q gatilho DD2. A lógica 0 da saída do elemento DD4 é alimentada para uma das entradas do elemento DD6 e permite que o pulso passe pelo canal inferior.
Este pulso de polaridade positiva (lógico 1) aparecerá na saída de DD6 e, portanto, com base em VT2 para o tempo de pausa entre os pulsos de saída do elemento DD1 (ou seja, para o tempo em que houver um 0 lógico no saída de DD1 - intervalo t1 -t2 diagramas 5 Fig.13). Portanto, o transistor VT2 abre e um pulso aparece em seu coletor com um surto descendente do nível positivo (no caso de ligar de acordo com o esquema com um emissor comum).
O início do próximo pulso de saída do elemento DD1 (momento t2 do diagrama 5 da Fig. 13) não alterará o estado dos elementos do caminho digital do microcircuito, com exceção do elemento DD6, na saída de qual um 0 lógico aparecerá e, portanto, o transistor VT2 fechará. A conclusão do pulso de saída DD1 (tempo t3) mudará o estado das saídas de disparo DD2 para o oposto (lógica 0 - saída Q, lógica 1 - saída /Q). Portanto, o estado das saídas dos elementos DD3, DD4 mudará (na saída de DD3 - lógico 0, na saída de DD4 - lógico 1). A pausa iniciada no momento t3 na saída do elemento DD1 possibilitará a abertura do transistor VT1 do canal superior. A lógica 0 na saída do elemento DD3 irá "confirmar" essa possibilidade, transformando-a em uma aparência real de um pulso de desbloqueio baseado no transistor VT1. Este impulso dura até o momento t4, após o qual VT1 se fecha e os processos se repetem.
Assim, a ideia principal do caminho digital do microcircuito é que a duração do pulso de saída nos pinos 8 e 11 (ou nos pinos 9 e 10) é determinada pela duração da pausa entre os pulsos de saída do o elemento DD1. Os elementos DD3, DD4 definem o canal para a passagem do pulso em um sinal de baixo nível, cujo aparecimento se alterna nas saídas Q e /Q disparam DD2, controlados pelo mesmo elemento DD1. Os elementos DD5, DD6 são circuitos correspondentes de baixo nível.
Para completar a descrição da funcionalidade do microcircuito, mais uma característica importante deve ser observada. Como pode ser visto no diagrama funcional da figura, as entradas dos elementos DD3, DD4 são combinadas e levadas ao pino 13 do microcircuito. Portanto, se um 1 lógico for aplicado ao pino 13, então os elementos DD3, DD4 funcionarão como repetidores de informações das saídas Q e /Q do gatilho DD2. Nesse caso, os elementos DD5, DD6 e os transistores VT1, VT2 serão comutados com um deslocamento de fase de meio período, garantindo o funcionamento da parte de alimentação do UPS, construída em um circuito push-pull meia-ponte. Se um 0 lógico for aplicado ao pino 13, os elementos DD3, DD4 serão bloqueados, ou seja, o estado das saídas destes elementos não mudará (lógica constante 0). Portanto, os pulsos de saída do elemento DD1 afetarão igualmente os elementos DD5, DD6. Os elementos DD5, DD6 e, portanto, os transistores de saída VT1, VT2, alternarão sem mudança de fase (simultaneamente). Este modo de operação do microcircuito de controle é usado se a parte de energia do UPS for feita de acordo com um circuito de ciclo único. Nesse caso, os coletores e emissores de ambos os transistores de saída do microcircuito são combinados para fins de amplificação.
Como uma unidade lógica "dura" em circuitos push-pull, a tensão de saída da fonte interna do microcircuito Uref é usada (o pino 13 do microcircuito é combinado com o pino 14). Agora considere a operação do caminho analógico do microcircuito.
O estado da saída DD1 é determinado pelo sinal de saída do comparador PWM DA2 (esquema 4) fornecido a uma das entradas DD1. O sinal de saída do comparador DA1 (diagrama 2), fornecido à segunda entrada DD1, não afeta o estado da saída DD1 em operação normal, que é determinada pelos pulsos de saída mais largos do comparador PWM DA2.
Além disso, pode ser visto nos diagramas da Fig. 3 que com mudanças no nível de tensão na entrada não inversora do comparador PWM (diagrama 3), a largura dos pulsos de saída do microcircuito (diagramas 12, 13 ) mudará proporcionalmente. Em operação normal, o nível de tensão na entrada não inversora do comparador PWM DA2 é determinado apenas pela tensão de saída do amplificador de erro DA3 (porque excede a tensão de saída do amplificador DA4), que depende do nível do sinal retorno na sua entrada não inventiva (saída 1 do microcircuito). Portanto, quando um sinal de feedback é aplicado ao pino 1 do microcircuito, a largura dos pulsos de controle de saída mudará proporcionalmente à mudança no nível desse sinal de feedback, que, por sua vez, muda proporcionalmente às mudanças no UPS nível de tensão de saída, porque. feedback começa a partir daí.
Os intervalos de tempo entre os pulsos de saída nos pinos 8 e 11 do microcircuito, quando ambos os transistores de saída VT1 e VT2 estão fechados, são chamados de "zonas mortas". O comparador DA1 é chamado de comparador de "zona morta", porque. define a duração mínima possível.
Vamos explicar isso com mais detalhes.
Segue-se dos diagramas de tempo na Fig. 3 que, se a largura dos pulsos de saída do comparador PWM DA2 diminuir por qualquer motivo, a partir de uma certa largura desses pulsos, os pulsos de saída do comparador DA1 se tornarão mais largos do que o pulsos de saída do comparador PWM DA2 e começará a determinar o estado do elemento lógico de saída DD1 e, portanto, a largura dos pulsos de saída do microcircuito. Em outras palavras, o comparador DA1 limita a largura dos pulsos de saída do microcircuito em um determinado nível máximo. O nível de limitação é determinado pelo potencial na entrada não inventiva do comparador DA1 (pino 4 do microcircuito) em estado estacionário. Porém, por outro lado, o potencial no pino 4 determinará a faixa de ajuste da largura dos pulsos de saída do microcircuito. À medida que o potencial no pino 4 aumenta, essa faixa diminui. A faixa de ajuste mais ampla é obtida quando o potencial no pino 4 é 0.
No entanto, neste caso, existe o perigo de que a largura da "zona morta" possa se tornar igual a 0 (por exemplo, no caso de um aumento significativo na corrente consumida do UPS). Isso significa que os pulsos de controle nos pinos 8 e 11 do microcircuito seguirão diretamente um após o outro. Portanto, pode ocorrer uma situação conhecida como "quebra do rack". É explicado pela inércia dos transistores de potência do inversor, que não podem abrir e fechar instantaneamente. Portanto, se ao mesmo tempo um sinal de bloqueio for aplicado à base do transistor previamente aberto e um sinal de desbloqueio for aplicado à base do transistor fechado (isto é, com uma "zona morta" zero), então uma situação irá surgem quando um transistor ainda não fechou e o outro já está aberto.
Em seguida, ocorre uma quebra ao longo do rack do transistor da meia ponte, que consiste no fluxo de corrente através de ambos os transistores. Esta corrente, como pode ser visto no diagrama da Fig. 5 contorna o enrolamento primário do transformador de potência e é virtualmente irrestrito. A proteção atual neste caso não funciona, porque. a corrente não flui através do sensor de corrente (não mostrado no diagrama; o design e o princípio de operação dos sensores de corrente usados serão discutidos em detalhes nas seções subsequentes), o que significa que este sensor não pode enviar um sinal ao circuito de controle. Portanto, a corrente de passagem atinge um valor muito grande em um período de tempo muito curto.
Isso leva a um aumento acentuado na potência liberada em ambos os transistores de potência e sua falha quase instantânea (como regra, uma avaria). Além disso, os diodos da ponte retificadora de energia podem ser desabilitados por um surto de corrente. Este processo termina com a queima do fusível principal, que por sua inércia não tem tempo de proteger os elementos do circuito, mas apenas protege a rede primária de sobrecarga.
Portanto, a tensão de controle; fornecido às bases dos transistores de potência deve ser formado de forma que primeiro um desses transistores seja fechado de forma confiável e só então o outro seja aberto. Ou seja, entre os pulsos de controle aplicados nas bases dos transistores de potência, deve haver um deslocamento de tempo diferente de zero ("zona morta"). A duração mínima permitida da "zona morta" é determinada pela inércia dos transistores usados como interruptores de energia.
A arquitetura do microcircuito permite ajustar o valor da duração mínima da "zona morta" usando o potencial no pino 4 do microcircuito. Este potencial é definido usando um divisor externo conectado ao barramento de tensão de saída da fonte de referência interna do chip Uref.
Em algumas versões do no-break, esse divisor não está disponível. Isso significa que após a conclusão do processo de partida suave (veja abaixo), o potencial no pino 4 do microcircuito se torna igual a 0. Nesses casos, a duração mínima possível da "zona morta" ainda não se torna igual a 0, mas será determinado pela fonte de tensão interna DA7 (0, 1B), que está conectada à entrada não inversora do comparador DA1 com seu pólo positivo e ao pino 4 do microcircuito - negativo. Assim, devido à inclusão desta fonte, a largura do pulso de saída do comparador DA1 e, portanto, a largura da "zona morta", em nenhuma circunstância pode se tornar igual a 0, o que significa que "quebra ao longo do rack" será fundamentalmente impossível.
Em outras palavras, a arquitetura do microcircuito tem uma limitação na duração máxima de seu pulso de saída (a duração mínima da "zona morta").
Se houver um divisor conectado ao pino 4 do microcircuito, após uma partida suave, o potencial desse pino não é igual a 0, portanto, a largura dos pulsos de saída do comparador DA1 é determinada não apenas pela fonte interna DA7 , mas também pelo potencial residual (após a conclusão do processo de partida suave) no pino 4. No entanto, neste caso, como mencionado acima, a faixa dinâmica do ajuste de largura do comparador PWM DA2 se estreita.
Parâmetros principais M1114EU3, M1114EU4.
Upit.microcircuitos (pino 12) - Upit.min=9V; Upp.max=40V
Tensão permitida na entrada DA1, DA2 não mais que Upit / 2
Parâmetros permitidos dos transistores de saída Q1, Q2:
Us menos de 1,3V;
Uke menos de 40V;
Ik.max inferior a 250mA
A tensão residual do coletor-emissor dos transistores de saída não é superior a 1,3V.
Eu consumi pelo microcircuito - 10-12mA
Dissipação de potência permitida:
0,8 W à temperatura ambiente +25C;
0,3W à temperatura ambiente +70C.
A frequência do oscilador de referência integrado não é superior a 100 kHz.
As conclusões de M1114EU4 correspondem totalmente aos análogos estrangeiros listados acima, e a correspondência entre as conclusões de M1114EU3 e M1114EU4 é apresentada abaixo.
М1114ЕУ4 -- 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16
M1114EU3 -- 4 5 6 7 8 9 15 10 11 12 13 14 16 1 2 3
O microcircuito é colocado em um pacote de plástico (isso é indicado pela letra N no final de sua designação) de 16 pinos com pinos do tipo pdp.
Finalmente deu à luz outro ofício e artigo. O parto foi longo e doloroso. Mais uma vez estou convencido de que é muito difícil apresentar o material em comparação com a montagem do próprio aparelho. De qualquer forma! Este foi o prefácio, e a essência desta história é mastigar mais uma vez o material sobre conversores elevadores. Para uma melhor compreensão do artesanato, vou apresentar um pouco de teoria. A embarcação funciona com o princípio de “push-pull” ou em nossa linguagem “pull-push”. Push-pull é um circuito push-pull.
Deixe-me lembrá-lo do esquema:
O conversor consiste em um circuito de controle PWM, uma cascata de fechamento forçado de transistores de chave (VT1 e VT2), dois interruptores poderosos (VT3, VT4), um transformador T1 e um retificador de diodo rápido.
Um microchip TL494CN fabricado pela TEXAS INSTRUMENT (EUA) é usado como um circuito de controle. É produzido por várias empresas estrangeiras com nomes diferentes. Por exemplo, SHARP (Japão) produz o chip IR3M02, FAIRCHILD (EUA) - iA494, SAMSUNG (Coréia) - KA7500, FUJITSU (Japão) - MB3759, etc. Todos esses microcircuitos são análogos completos do microcircuito doméstico KR1114EU4.
TL594 - analógico de TL494 com maior precisão de amplificadores de erro e comparador.
TL598 é um análogo do TL594 com um repetidor push-pull (pnp-npn) na saída.
Prós:
Circuitos de controle avançados, dois amplificadores diferenciais (também podem executar funções lógicas)
Contras:
As saídas monofásicas requerem ajuste adicional (em comparação com UC3825). Controle de corrente não disponível, loop de feedback relativamente lento. A comutação síncrona de dois ou mais ICs não é tão conveniente quanto no UC3825.
Vamos considerar em detalhes o dispositivo e a operação desse chip de controle. Foi especialmente concebido para controlar a parte de alimentação da UPS e contém:
- uma fonte de corrente contínua com um valor nominal de 0,7mA DA8.
- gerador de tensão dente de serra DA6; a frequência do GPN é determinada pelos valores do resistor e do capacitor conectados aos 5º e 6º terminais, e na classe considerada do PSU é selecionado igual a aproximadamente 60 kHz;
- fonte de tensão de referência estabilizada DA5 (Uref=+5B) com saída externa (pino 14);
- comparador de "zona morta" DA1;
- comparador PWM DA2;
- amplificador de erro de tensão DA3;
- amplificador de erro para sinal limitador de corrente DA4;
- dois transistores de saída VT1 e VT2 com coletores e emissores abertos;
- D-flip-flop push-pull dinâmico em modo de divisão de frequência por 2 - DD2;
- elementos lógicos auxiliares DD1 (2-OR), DD3 (2º), DD4 (2º), DD5 (2-OR-NOT), DD6 (2-OR-NOT), DD7 (NOT) ;
- uma fonte de tensão constante com um valor nominal de 0,1V DA7;
- uma fonte de corrente contínua com um valor nominal de 0,7mA DA8.
O circuito de controle será iniciado, ou seja, sequências de pulsos aparecerão nos pinos 8 e 11 se qualquer tensão de alimentação for aplicada ao pino 12, cujo nível está na faixa de +7 a +40 V.
Todo o conjunto de unidades funcionais que compõem o TL494 IC pode ser dividido condicionalmente em partes digitais e analógicas (caminhos de sinal digital e analógico).
A parte analógica inclui amplificadores de erro DA3, DA4, comparadores DA1, DA2, gerador de tensão dente de serra DA6, bem como fontes auxiliares DA5, DA7, DA8. Todos os outros elementos, incluindo os transistores de saída, formam a parte digital (caminho digital).
A partir dos diagramas de temporização, pode-se ver que os momentos de aparecimento dos pulsos de controle de saída do microcircuito, bem como sua duração (diagramas 12 e 13) são determinados pelo estado de saída do elemento lógico DD1 (diagrama 5). O resto da "lógica" executa apenas uma função auxiliar de dividir os pulsos de saída DD1 em dois canais. Nesse caso, a duração dos pulsos de saída do microcircuito é determinada pela duração do estado aberto de seus transistores de saída VT1, VT2. Como ambos os transistores possuem coletores e emissores abertos, é possível conectá-los de duas maneiras.
Quando ligado de acordo com um circuito emissor comum, os pulsos de saída são retirados das cargas do coletor externo dos transistores (dos pinos 8 e 11 do microcircuito) e os próprios pulsos são direcionados para baixo de um nível positivo (o bordos de ataque dos pulsos são negativos). Os emissores dos transistores (terminais 9 e 10 do microcircuito) neste caso, via de regra, são aterrados. Quando ligado de acordo com um circuito coletor comum, as cargas externas são conectadas aos emissores dos transistores e os pulsos de saída, direcionados neste caso por surtos para cima (as bordas dos pulsos são positivas), são removidos dos emissores dos transistores VT1 , VT2. Os coletores desses transistores são conectados ao barramento de força do chip de controle (Upom).
Os pulsos de saída das unidades funcionais restantes que compõem a parte digital do microcircuito TL494 são direcionados para cima, independentemente do esquema de comutação do microcircuito.
O flip-flop DD2 é um flip-flop D dinâmico push-pull. O princípio de seu trabalho é o seguinte. Na borda inicial (positiva) do pulso de saída do elemento DD1, o estado da entrada D do gatilho DD2 é registrado no registro interno. Fisicamente, isso significa que o primeiro dos dois gatilhos que fazem parte do DD2 está comutado. Quando o pulso na saída do elemento DD1 termina, o segundo gatilho em DD2 comuta na borda de fuga (negativa) desse pulso e o estado das saídas DD2 muda (na saída Q, as informações lidas da entrada D aparecem) . Isso elimina a possibilidade do aparecimento de um pulso de desbloqueio com base em cada um dos transistores VT1, VT2 duas vezes durante um período.
De fato, enquanto o nível do pulso no gatilho de entrada C DD2 não mudou, o estado de suas saídas não mudará. Portanto, o pulso é transmitido para a saída do microcircuito através de um dos canais, por exemplo, o superior (DD3, DD5, VT1). Quando o pulso na entrada C terminar, acione os interruptores DD2, bloqueie o canal superior e desbloqueie o canal inferior (DD4, DD6, VT2). Portanto, o próximo pulso que chegar na entrada C e nas entradas DD5, DD6 será transmitido para a saída do microcircuito através do canal inferior. Assim, cada um dos pulsos de saída do elemento DD1 com seu flanco negativo comuta o gatilho DD2 e este muda o canal para o próximo pulso. Portanto, no material de referência do microcircuito de controle, é indicado que a arquitetura do microcircuito fornece supressão de pulso duplo, ou seja, elimina o aparecimento de dois pulsos de desbloqueio baseados no mesmo transistor em um período.
Uma descrição mais detalhada de um período de operação do caminho digital do microcircuito.
A aparência de um pulso de desbloqueio com base no transistor de saída do canal superior (VT1) ou inferior (VT2) é determinada pela lógica dos elementos DD5, DD6 ("2OR-NOT") e pelo estado dos elementos DD3, DD4 ("2º"), que, por sua vez, é determinado pelo estado do gatilho DD2.
A lógica do elemento 2-OR-NOT, como você sabe, é que uma tensão de alto nível (lógica 1) aparece na saída de tal elemento no único caso se níveis baixos de tensão estiverem presentes em ambos suas entradas (0 lógico). Com outras combinações possíveis de sinais de entrada, a saída do elemento 2 OU NÃO tem um nível de tensão baixo (0 lógico). Portanto, se na saída Q do gatilho DD2 houver um 1 lógico (momento t1 do diagrama 5), e na saída /Q - 0 lógico, então ambas as entradas do elemento DD3 (2I) serão 1 lógico e, portanto, o lógico 1 aparecerá na saída de DD3 e significa em uma das entradas do elemento DD5 (2OR-NOT) do canal superior. Portanto, independentemente do nível do sinal que chega à segunda entrada deste elemento da saída do elemento DD1, o estado de saída de DD5 será O lógico e o transistor VT1 permanecerá no estado fechado. O estado de saída do elemento DD4 será lógico 0, porque o 0 lógico está presente em uma das entradas DD4, vindo da saída /Q gatilho DD2. A lógica 0 da saída do elemento DD4 é alimentada para uma das entradas do elemento DD6 e permite que o pulso passe pelo canal inferior.
Este pulso de polaridade positiva (lógico 1) aparecerá na saída de DD6 e, portanto, com base em VT2 para o tempo de pausa entre os pulsos de saída do elemento DD1 (ou seja, para o tempo em que houver um 0 lógico na saída de DD1 - o intervalo t1-t2 diagrama 5). Portanto, o transistor VT2 abre e um pulso aparece em seu coletor com um surto descendente do nível positivo (no caso de ligar de acordo com o esquema com um emissor comum).
O início do próximo pulso de saída do elemento DD1 (momento t2 do diagrama 5) não alterará o estado dos elementos do caminho digital do microcircuito, com exceção do elemento DD6, em cuja saída um 0 lógico aparecerá e, portanto, o transistor VT2 fechará. A conclusão do pulso de saída DD1 (tempo t3) mudará o estado das saídas de disparo DD2 para o oposto (lógica 0 - saída Q, lógica 1 - saída /Q). Portanto, o estado das saídas dos elementos DD3, DD4 mudará (na saída de DD3 - lógico 0, na saída de DD4 - lógico 1). A pausa iniciada no momento t3 na saída do elemento DD1 possibilitará a abertura do transistor VT1 do canal superior. A lógica 0 na saída do elemento DD3 irá "confirmar" essa possibilidade, transformando-a em uma aparência real de um pulso de desbloqueio baseado no transistor VT1. Este impulso dura até o momento t4, após o qual VT1 se fecha e os processos se repetem.
Assim, a ideia principal da operação do caminho digital do microcircuito é que a duração do pulso de saída nos pinos 8 e 11 (ou nos pinos 9 e 10) é determinada pela duração da pausa entre os pulsos de saída do elemento DD1. Os elementos DD3, DD4 definem o canal para a passagem do pulso em um sinal de baixo nível, cujo aparecimento se alterna nas saídas Q e /Q disparam DD2, controlados pelo mesmo elemento DD1. Os elementos DD5, DD6 são circuitos correspondentes de baixo nível.
Para uma descrição completa da funcionalidade do microcircuito, mais uma característica importante deve ser observada. Como pode ser visto no diagrama funcional da figura, as entradas dos elementos DD3, DD4 são combinadas e levadas ao pino 13 do microcircuito. Portanto, se um 1 lógico for aplicado ao pino 13, então os elementos DD3, DD4 funcionarão como repetidores de informações das saídas Q e /Q do gatilho DD2. Nesse caso, os elementos DD5, DD6 e os transistores VT1, VT2 serão comutados com um deslocamento de fase de meio período, garantindo o funcionamento da parte de alimentação do UPS, construída em um circuito push-pull meia-ponte. Se um 0 lógico for aplicado ao pino 13, os elementos DD3, DD4 serão bloqueados, ou seja, o estado das saídas destes elementos não mudará (lógica constante 0). Portanto, os pulsos de saída do elemento DD1 afetarão igualmente os elementos DD5, DD6. Os elementos DD5, DD6 e, portanto, os transistores de saída VT1, VT2, alternarão sem mudança de fase (simultaneamente). Este modo de operação do microcircuito de controle é usado se a parte de energia do UPS for feita de acordo com um circuito de ciclo único. Nesse caso, os coletores e emissores de ambos os transistores de saída do microcircuito são combinados para fins de amplificação.
Como uma unidade lógica "rígida" em circuitos push-pull, a tensão de saída da fonte interna do microcircuito Uref é usada (o pino 13 do microcircuito é combinado com o pino 14). Agora considere a operação do caminho analógico do microcircuito.
O status de saída de DD1 é determinado pelo sinal de saída do comparador PWM DA2 (diagrama 4) chegando a uma das entradas de DD1. O sinal de saída do comparador DA1 (diagrama 2), fornecido à segunda entrada DD1, não afeta o estado da saída DD1 em operação normal, que é determinada pelos pulsos de saída mais largos do comparador PWM DA2.
Além disso, pode ser visto nos diagramas que, com mudanças no nível de tensão na entrada não inversora do comparador PWM (diagrama 3), a largura dos pulsos de saída do microcircuito (diagramas 12, 13) mudará proporcionalmente. Em operação normal, o nível de tensão na entrada não inversora do comparador PWM DA2 é determinado apenas pela tensão de saída do amplificador de erro DA3 (uma vez que excede a tensão de saída do amplificador DA4), que depende do nível do sinal de realimentação em sua entrada não inversora (pino 1 do microcircuito). Portanto, quando um sinal de feedback é aplicado ao pino 1 do microcircuito, a largura dos pulsos de controle de saída mudará proporcionalmente à mudança no nível desse sinal de feedback, que, por sua vez, muda proporcionalmente às mudanças no UPS nível de tensão de saída, porque. feedback começa a partir daí.
Os intervalos de tempo entre os pulsos de saída nos pinos 8 e 11 do microcircuito, quando ambos os transistores de saída VT1 e VT2 estão fechados, são chamados de "zonas mortas". O comparador DA1 é chamado de comparador de "zona morta", porque. define a duração mínima possível.
Dos diagramas de tempo, segue-se que, se a largura dos pulsos de saída do comparador PWM DA2 diminuir por qualquer motivo, a partir de uma certa largura desses pulsos, os pulsos de saída do comparador DA1 se tornarão mais largos do que o pulsos de saída do comparador PWM DA2 e começará a determinar o elemento lógico de estado de saída DD1 e, portanto. a largura dos pulsos de saída do microcircuito. Em outras palavras, o comparador DA1 limita a largura dos pulsos de saída do microcircuito em um determinado nível máximo. O nível de limitação é determinado pelo potencial na entrada não inventiva do comparador DA1 (pino 4 do microcircuito) em estado estacionário. Porém, por outro lado, o potencial no pino 4 determinará a faixa de ajuste da largura dos pulsos de saída do microcircuito. À medida que o potencial no pino 4 aumenta, essa faixa diminui. A faixa de ajuste mais ampla é obtida quando o potencial no pino 4 é 0.
No entanto, neste caso, existe o perigo de que a largura da "zona morta" possa se tornar igual a 0 (por exemplo, no caso de um aumento significativo na corrente consumida do no-break). Isso significa que os pulsos de controle nos pinos 8 e 11 do microcircuito seguirão diretamente um após o outro. Portanto, pode ocorrer uma situação conhecida como "quebra do rack". É explicado pela inércia dos transistores de potência do inversor, que não podem abrir e fechar instantaneamente. Portanto, se ao mesmo tempo um sinal de bloqueio for aplicado à base do transistor previamente aberto e um sinal de desbloqueio for aplicado à base do transistor fechado (isto é, com uma "zona morta" zero), então uma situação irá surgem quando um transistor ainda não fechou e o outro já está aberto.
Em seguida, ocorre uma quebra no rack do transistor da meia ponte, que consiste no fluxo de corrente passante pelos dois transistores. Essa corrente contorna o enrolamento primário do transformador de potência e é praticamente ilimitada. A proteção atual neste caso não funciona, porque. a corrente não flui através do sensor de corrente (não mostrado no diagrama), o que significa que este sensor não pode dar um sinal ao circuito de controle. Portanto, a corrente de passagem atinge um valor muito grande em um período de tempo muito curto.
Tal situação levará ao superaquecimento dos transistores de potência e sua quebra. Portanto, a tensão de controle aplicada às portas dos transistores de potência deve ser formada de forma que um desses transistores seja fechado de forma confiável primeiro e só então o outro seja aberto. Ou seja, entre os pulsos de controle aplicados nas portas dos transistores de potência, deve haver um deslocamento de tempo diferente de zero ("zona morta"). A duração mínima permitida da "zona morta" é determinada pela inércia dos transistores usados como interruptores de energia. Outro incômodo é que o tempo de recuperação finito dos diodos retificadores pode ser muito maior do que a "zona morta". Isso se deve ao fato de que os diodos reais, ao contrário dos ideais, não podem fechar instantaneamente e as correntes podem fluir através deles na direção oposta, o que leva a perdas, superaquecimento e falha. Para evitar emissões de comutação, primeiramente, é necessário introduzir uma "zona morta" entre o fechamento do transistor VT3 e a abertura do VT4 pelo menos duas vezes o tempo de recuperação do reverso do diodo. Em segundo lugar, se possível, é melhor abandonar os diodos convencionais e usar diodos Schottky (os diodos Schottky são geralmente para baixa tensão reversa. Faz sentido usá-los em conversores abaixadores).
Então, em um circuito ideal, o sinal nas portas será igual a metade do período D=0,5, mas em um circuito real, pelos motivos descritos acima, definitivamente adicionaremos uma "zona morta" e como resultado, obtemos um impulso no máximo D = 0,45.
A arquitetura do microcircuito permite ajustar o valor da duração mínima da "zona morta" usando o potencial no pino 4 do microcircuito. Este potencial é definido usando um divisor externo conectado ao barramento de tensão de saída da fonte de referência interna do chip Uref.
Algumas opções de no-break não possuem esse divisor. Isso significa que após a conclusão do processo de partida suave (veja abaixo), o potencial no pino 4 do microcircuito se torna igual a 0. Nesses casos, a duração mínima possível da "zona morta" ainda não se torna igual a 0, mas será determinado pela fonte de tensão interna DA7 (0, 1B), que está conectada à entrada não inversora do comparador DA1 com seu pólo positivo e ao pino 4 do microcircuito - negativo. Assim, devido à inclusão desta fonte, a largura do pulso de saída do comparador DA1 e, portanto, a largura da "zona morta", em nenhuma circunstância pode se tornar igual a 0, o que significa que "quebra ao longo do rack" será fundamentalmente impossível.
Em outras palavras, a arquitetura do microcircuito tem uma limitação na duração máxima de seu pulso de saída (a duração mínima da "zona morta").
Se houver um divisor conectado ao pino 4 do microcircuito, após uma partida suave, o potencial desse pino não é igual a 0, portanto, a largura dos pulsos de saída do comparador DA1 é determinada não apenas pelo fonte interna DA7, mas também pelo potencial residual (após a conclusão do processo de partida suave) no pino 4. No entanto, ao mesmo tempo, como mencionado acima, a faixa dinâmica do ajuste de largura do comparador PWM DA2 se estreita.
Ao operar em uma carga capacitiva, que é convencionalmente a porta de um transistor de efeito de campo, os transistores de saída do TL494 são ligados por um seguidor de emissor. Quando a corrente média é limitada a 200 mA, o circuito é capaz de carregar a porta rapidamente, mas é impossível descarregá-la com o transistor desligado. Descarregar o gate com um resistor aterrado também é insatisfatoriamente lento. Afinal, a tensão na capacitância do portão convencional diminui exponencialmente e, para fechar o transistor, o portão deve ser descarregado de 10V para não mais que 3V. A corrente de descarga através do resistor sempre será menor que a corrente de carga através do transistor (e o resistor aquecerá muito bem e roubará a corrente principal ao subir).
Para contornar todos esses problemas em nossa versão, uma cascata de fechamento forçado de transistores chave foi implementada. Por que fechamentos? Porque nosso circuito funciona no modo inverso. Por exemplo, vamos pegar uma batida. Um sinal foi formado no microcircuito e uma de suas chaves abriu (pegamos a de cima de acordo com o diagrama) e trocou o resistor R11 para o solo e assim desenergizou a base VT1 (fechada). A partir deste momento, a corrente começa a fluir pelo resistor R12 e carrega a capacitância do portão VT3. Quando carregado até a saturação, o transistor abre. No momento em que o sinal no microcircuito é desligado, o VT1 abre e chaveia a porta de energia para o terra e a descarrega até fechar. O mesmo na segunda chave, mas em antifase. O transistor VT1 descarrega o portão do trabalhador de campo e conduz parcialmente a corrente do resistor R12. Esta é uma carga adicional no transistor VT1 e perda de eficiência. Isto é especialmente verdade em altas frequências. Isso pode ser resolvido adicionando um seguidor de emissor normal, mas isso aumenta o número de peças e o tamanho da placa. Por última razão Decidi instalar um driver MOSFET especializado IR4426. Não vou explicar sua estrutura em detalhes. Este driver é produzido pela conhecida empresa International Rectifier (IR). Naturalmente, existem análogos de outras empresas. O microcircuito é um driver inverso especializado de duas portas de campo.
Novo esquema:
resistores de 10 ohms R12 e R13 para limitar a corrente do driver. Os diodos Zener VD2 e VD3 são de baixa potência em 12-15 volts, para proteger os portões de picos de tensão acidentais.
A tensão no transistor de chave fechada é a soma da tensão de alimentação e o EMF do semi-enrolamento primário, que em este momento abrir. Como a relação de transformação desses enrolamentos é 1 (enrolamentos com o mesmo número de voltas), a sobretensão no transistor chave atinge o dobro da tensão de alimentação. Portanto, a escolha dos transistores de acordo com a tensão permitida entre os eletrodos de potência decorre dessa condição. Também deve ser levado em consideração que a corrente do transistor chave é a soma da corrente de carga direta, convertida no circuito primário, e a corrente crescente linear da magnetização da indutância do enrolamento primário. A corrente tem uma forma trapezoidal.
Quem tem oscik, então pode ver tudo isso com seus próprios olhos. Por exemplo, aqui estão as tensões nas seções gate-drain e source-drain.
Da segunda figura, vemos apenas o dobro do valor da tensão na fonte do transistor de potência.
Transformador Ø 10x13 figurativo sem gap. largura = 10mm espessura = 13mm altura livre 19mm (altura de trabalho da bobina 17mm)
primário = 4 + 4 voltas com fio duplo 0,85 (empilhado com fita em 4 fios)
secundário = 84 voltas com fio 0,6 (quatro camadas de 21 voltas cada, cabem mais voltas, mas deixei lugar livre nas bordas).
Primeiro enrolei as 4 camadas secundárias com isolamento entre as camadas. O último para colocar o secundário em uma camada com fita em 4 fios. Com os valores do capacitor C3 e resistência R8 indicados no diagrama, a frequência de conversão será de cerca de 40 kHz. Tensão de entrada 12 volts, saída 250 volts. Por grandes valores tensão de saída, o número de voltas do enrolamento secundário deve ser recalculado com base em três volts por volta. Você pode apenas colocar um multiplicador e não cozinhar.
Para montar o aparelho, você vai precisar de uma impressora a laser, papel brilhante de revista feminina, ferro de passar, fibra de vidro falsa, cloreto férrico, furadeira com furadeiras, componentes de rádio, paciência e algumas garrafas de cerveja gelada com biscoito .
Desenhei o diagrama no quarto Layout "e. Você pode baixar o diagrama.
Imprimimos na impressora, passamos a ferro, lavamos o papel, gravamos, fazemos furos, lavamos o excesso de detritos, estanho, soldamos peças. Um dispositivo montado corretamente não requer configurações adicionais e funciona imediatamente. A única observação é que os trilhos de força da placa devem ser reforçados soldando-os com pedaços adicionais de núcleo de cobre do diâmetro desejado. Os capacitores C7 devem ser usados com baixa auto-indutância.
No meu caso, tudo funcionou como deveria. Em marcha lenta, sem qualquer carga, o conversor consumia cerca de 150 miliamperes. Potência nominal de saída 100W. Máximo de 150 W com refrigeração adicional.
Apenas o mais importante.
Tensão de alimentação 8-35v (parece possível até 40v, mas não testei)
Possibilidade de trabalhar em modo de um e dois tempos.
Para o modo de ciclo único, a duração máxima do pulso é de 96% (não menos que 4% do tempo morto).
Para a versão de dois tempos, a duração do tempo morto não pode ser inferior a 4%.
Aplicando uma tensão de 0 ... 3,3v ao pino 4, você pode ajustar o tempo morto. E execute um início suave.
Há uma fonte de tensão de referência estabilizada embutida de 5V e corrente de até 10mA.
Existe uma proteção embutida contra baixa tensão de alimentação, desligando abaixo de 5,5 ... 7V (na maioria das vezes 6,4V). O problema é que nessa tensão os mosfets já entram no modo linear e queimam...
É possível desligar o gerador do microcircuito fechando a saída Rt (6) a saída da tensão de referência (14) ou a saída Ct (5) ao terra com uma chave.
Frequência de operação 1…300kHz.
Dois amplificadores operacionais de "erro" integrados com ganho Ku=70..95 dB. Entradas - saídas (1); (2) e (15); (16). As saídas dos amplificadores são combinadas com um elemento OR, portanto aquele em cuja saída a tensão é maior e controla a duração do pulso. Uma das entradas do comparador geralmente está ligada à tensão de referência (14), e a segunda é onde deveria estar ... O atraso do sinal dentro do amplificador é de 400ns, eles não foram projetados para funcionar em um ciclo.
Os estágios de saída do microcircuito com uma corrente média de 200mA carregam com rapidez suficiente a capacitância de entrada do portão de um poderoso mosfet, mas não fornecem sua descarga. dentro de um prazo razoável. Nesta conexão, um driver externo é necessário.
Saída (5) capacitor C2 e saída (6) resistores R3; R4 - defina a frequência do oscilador interno do microcircuito. No modo push-pull, é divisível por 2.
Existe a possibilidade de sincronização, acionando por pulsos de entrada.
Gerador de ciclo único com frequência ajustável e ciclo de trabalho
Gerador de ciclo único com frequência ajustável e ciclo de trabalho (relação entre a duração do pulso e a duração da pausa). Com driver de saída de transistor único. Este modo é implementado se o pino 13 estiver conectado a um barramento de força comum.
Esquema (1)
Ao medir a tensão no resistor R10 com um amplificador operacional, você pode limitar a corrente de saída. A tensão de referência é fornecida à segunda entrada pelo divisor R5; R6. Bem, você entende que o R10 será aquecido.
Cadeia C6; R11, na (3) perna, colocado para maior estabilidade, pede a ficha técnica, mas funciona sem. O transistor pode ser tomado e estruturas npn.
Esquema (2)
Esquema (3)
Gerador de ciclo único com frequência ajustável e ciclo de trabalho. Com driver de saída de dois transistores (seguidor complementar).
O que posso dizer? A forma do sinal é melhor, os processos transitórios são reduzidos nos momentos de comutação, a capacidade de carga é maior e as perdas térmicas são menores. Embora isso possa ser uma opinião subjetiva. Mas. Agora eu uso apenas dois drivers de transistor. Sim, o resistor no circuito do gate limita a velocidade dos transientes de comutação.
Esquema (4)
O esquema está funcionando, eu estava indo para várias versões. A tensão de saída depende do número de voltas da bobina L1, bem, da resistência dos resistores R7; R10; R11, que são selecionados durante o ajuste ... A própria bobina pode ser enrolada em qualquer coisa. Tamanho - dependendo do poder. Anel, W-core, mesmo apenas na haste. Mas não deve entrar em saturação. Portanto, se o anel for de ferrita, é necessário cortá-lo e colá-lo com uma folga. Grandes anéis de fontes de alimentação de computador funcionarão bem, você não precisa cortá-los, eles são feitos de "ferro pulverizado", a folga já está fornecida. Se o núcleo for em forma de Ø - colocamos um gap não magnético, eles vêm com um núcleo médio curto - esses já estão com gap. Resumindo, enrolamos com um fio grosso de cobre ou montagem (0,5-1,0 mm, dependendo da potência) e o número de voltas é de 10 ou mais (dependendo da tensão que queremos obter). Conectamos a carga à tensão planejada baixa potência. Conectamos nossa criação à bateria por meio de uma lâmpada potente. Se a lâmpada não acender com calor total, pegamos um voltímetro e um osciloscópio ...
Selecionamos os resistores R7; R10; R11 e o número de voltas da bobina L1, alcançando a tensão pretendida na carga.
Choke Dr1 - 5 ... 10 voltas com um fio grosso em qualquer núcleo. Eu até vi opções em que L1 e Dr1 são enrolados no mesmo núcleo. Não verifiquei sozinho.
Esquema (5)
Cadeia C8; R12; VD2 - o chamado Snubber, é projetado para suprimir surtos indutivos. Economiza um MOSFET de baixa tensão, por exemplo, o IRF3205 aguenta, se não me engano, (dreno - fonte) até 50v. No entanto, reduz muito a eficiência. Tanto o diodo quanto o resistor são aquecidos decentemente. Isso aumenta a confiabilidade. Em alguns modos (esquemas), sem ele, simplesmente queima imediatamente poderoso transistor. E às vezes funciona sem tudo isso ... Você precisa olhar no osciloscópio ...
Esquema (6)
PRINCÍPIO DE TRABALHO TL494
NO EXEMPLO DE CONVERSORES DE TENSÃO AUTOMÓVEIS
De fato, o TL494 já é um microcircuito lendário para comutação de fontes de alimentação. Alguns podem, é claro, objetar que já existem controladores PWM mais novos e avançados agora, e qual é o sentido de mexer com esse lixo. Pessoalmente, só posso dizer uma coisa sobre isso - Leo Tolstoy escreveu em geral à mão e como ele escreveu! Mas a presença em seu computador de duas mil e treze palavras ainda não estimulou ninguém a escrever pelo menos uma história normal. Bem, ok, quem está interessado em procurar mais, quem não está - tudo de bom!
Quero fazer uma reserva imediatamente - falaremos sobre o TL494 fabricado pela Texas Instruments. O fato é que este controlador possui um grande número de análogos produzidos por diferentes fábricas e, embora seu diagrama de blocos seja MUITO semelhante, eles ainda não são exatamente os mesmos microcircuitos - mesmo amplificadores de erro em diferentes microcircuitos têm diferentes coeficientes de ganho com a mesma tubulação passiva . Portanto, após a substituição, SEMPRE verifique novamente os parâmetros da fonte de alimentação que está sendo reparada - eu pessoalmente pisei neste ancinho.
Bem, era um ditado, e aqui começa o conto de fadas. Aqui está um diagrama de blocos do TL494 apenas da Texas Instruments. Se você olhar de perto, não há tantos recheios nele, no entanto, foi essa combinação de unidades funcionais que permitiu que esse controlador ganhasse imensa popularidade a um custo de um centavo.
Os microcircuitos são produzidos tanto em pacotes DIP convencionais quanto em pacotes planares para montagem em superfície. A pinagem é a mesma em ambos os casos. Pessoalmente, por causa da minha cegueira, prefiro trabalhar à moda antiga - resistores comuns, pacotes DIP e assim por diante.
Fornecemos tensão para a sétima e décima segunda saídas, para a sétima MENOS, bem, ou COMUM, para a décima segunda MAIS. A faixa de tensão de alimentação é bastante grande - de cinco a quarenta volts. Para maior clareza, o microcircuito está vinculado a elementos passivos, que definem os modos de operação. Bem, o que se destina ao que ficará claro quando o microcircuito for lançado. Sim, sim, exatamente o começo, pois o microcircuito não começa a funcionar imediatamente quando a energia é aplicada. Bem, as primeiras coisas primeiro.
Portanto, quando a energia é conectada, é claro, a tensão não aparecerá instantaneamente na décima segunda saída do TL494 - levará algum tempo para carregar os capacitores do filtro de energia e a energia de uma fonte de energia real, é claro, é não infinito. Sim, esse processo é bastante passageiro, mas ainda existe - a tensão de alimentação aumenta de zero ao valor nominal em um determinado período de tempo. Digamos que temos uma tensão nominal de alimentação de 15 volts e a aplicamos à placa controladora.
A tensão na saída do estabilizador DA6 será quase igual à tensão de alimentação de todo o microcircuito até que a fonte de alimentação principal atinja a tensão de estabilização. Enquanto estiver abaixo de 3,5 volts, a saída do comparador DA7 estará em um nível lógico um, pois esse comparador monitora o valor da tensão de alimentação de referência interna. Esta unidade lógica é alimentada ao elemento lógico OR DD1. O princípio de funcionamento do elemento lógico OR é que se pelo menos uma de suas entradas tiver uma unidade lógica, a saída será uma, ou seja, se a unidade estiver na primeira entrada OU na segunda, OU na terceira OU na quarta, então a saída de DD1 será uma e o que acontecerá nas outras entradas não importa. Assim, se a tensão de alimentação estiver abaixo de 3,5 volts, DA7 bloqueia ainda mais a passagem do sinal de clock e nada acontece nas saídas do microcircuito - não há pulsos de controle.
No entanto, assim que a tensão de alimentação exceder 3,5 volts, a tensão na entrada inversora torna-se maior do que na não inversora e o comparador altera sua tensão de saída para um zero lógico, removendo assim o primeiro estágio de bloqueio.
O segundo estágio de bloqueio é controlado pelo comparador DA5, que monitora a tensão de alimentação, ou seja, seu valor de 5 volts, uma vez que o estabilizador interno DA6 não pode produzir uma tensão maior do que na sua entrada. Assim que a tensão de alimentação exceder 5 volts, ela se tornará maior na entrada inversora DA5, pois na entrada não inversora ela é limitada pela tensão de estabilização do diodo zener VDvn5. A tensão na saída do comparador DA5 se tornará igual ao zero lógico e chegando à entrada DD1, o segundo estágio de bloqueio é removido.
A tensão de referência interna de 5 volts também é usada dentro do microcircuito e é emitida fora dele através do pino 14. Uso interno garante o funcionamento estável dos comparadores internos DA3 e DA4, pois esses comparadores formam pulsos de controle com base na magnitude da tensão dente de serra gerada pelo gerador G1.
É melhor em ordem. O microcircuito possui um gerador de serra, cuja frequência depende do capacitor de temporização C3 e do resistor R13. Além disso, R13 não participa diretamente da formação da serra, mas atua como elemento regulador do gerador de corrente, que carrega o capacitor C3. Assim, ao reduzir o valor de R13, a corrente de carga aumenta, o capacitor carrega mais rápido e, consequentemente, a frequência do clock aumenta e a amplitude da serra formada é preservada.
Em seguida, a serra entra na entrada inversora do comparador DA3. Na entrada não inversora da qual existe uma tensão de referência de 0,12 volts. Isso corresponde apenas a cinco por cento de toda a duração do pulso. Em outras palavras, independentemente da frequência, uma unidade lógica aparece na saída do comparador DA3 por exatamente cinco por cento da duração de todo o pulso de controle, bloqueando assim o elemento DD1 e proporcionando um tempo de pausa entre os transistores de comutação do estágio de saída do microcircuito. Isso não é muito conveniente - se a frequência mudar durante a operação, o tempo de pausa deve ser levado em consideração para a frequência máxima, porque apenas o tempo de pausa será mínimo. No entanto, este problema é resolvido com bastante facilidade, se o valor da tensão de referência de 0,12 volts for aumentado, a duração das pausas aumentará de acordo. Isso pode ser feito montando um divisor de tensão entre os resistores ou usando um diodo com baixa queda de tensão na junção.
A serra do gerador também entra no comparador DA4, que compara seu valor com a tensão gerada pelos amplificadores de erro em DA1 e DA2. Se a tensão do amplificador de erro estiver abaixo da amplitude da tensão do dente de serra, os pulsos de controle passam inalterados para o modelador, mas se houver uma tensão nas saídas dos amplificadores de erro e for maior que o valor mínimo e menor que a tensão máxima do dente de serra, quando a tensão do dente de serra atinge o nível de tensão do comparador de erro do amplificador DA4 gera um nível de unidade lógica e desliga o pulso de controle indo para DD1.
Após DD1, existe um inversor DD2, que forma as frentes para o D-flip-flop DD3 operando na frente. O gatilho, por sua vez, divide o sinal de clock em dois e permite alternadamente a operação dos elementos AND. A essência da operação dos elementos AND é que uma unidade lógica aparece na saída do elemento somente se houver uma unidade lógica em sua única entrada E as entradas restantes também apresentarão unidade lógica. As segundas saídas destes elementos lógicos AND são interligadas e trazidas para a décima terceira saída, que pode ser utilizada para habilitar externamente o funcionamento do microcircuito.
Após DD4, DD5 existe um par de elementos OR-NOT. Este é um elemento OR familiar, apenas sua tensão de saída é invertida, ou seja, Não é verdade. Em outras palavras, se pelo menos uma das entradas do elemento tiver uma unidade lógica, então sua saída NÃO será uma, ou seja, zero. E para que uma unidade lógica apareça na saída de um elemento, um zero lógico deve estar presente em ambas as suas entradas.
As segundas entradas dos elementos DD6 e DD7 são conectadas e conectadas diretamente na saída de DD1, que bloqueia os elementos enquanto uma unidade lógica estiver presente na saída de DD1.
A partir das saídas DD6 e DD7, os pulsos de controle entram na base dos transistores do estágio de saída do controlador PWM. Além disso, o próprio microcircuito utiliza apenas bases, enquanto os coletores e emissores são retirados do microcircuito e podem ser utilizados pelo usuário a seu critério. Por exemplo, conectando os emissores a um fio comum e conectando os enrolamentos de um transformador correspondente aos coletores, podemos controlar diretamente os transistores de potência com um microcircuito.
Se os coletores dos transistores do estágio de saída estiverem conectados à tensão de alimentação e os emissores forem carregados com resistores, obteremos pulsos de controle para controlar diretamente as portas dos transistores de potência, é claro, não muito poderosos - a corrente do coletor dos transistores do estágio de saída não deve exceder 250 mA.
Também podemos usar o TL494 para controlar conversores single-ended conectando os coletores e emissores dos transistores juntos. Os estabilizadores de comutação também podem ser construídos usando este circuito - um tempo de pausa fixo não permitirá que a indutância seja magnetizada, mas também pode ser usado como um estabilizador multicanal.
Agora, algumas palavras sobre o circuito de comutação e a ligação do controlador PWM TL494. Para maior clareza, vamos pegar alguns esquemas da Internet e tentar entendê-los.
ESQUEMAS DE CONVERSORES DE TENSÃO AUTOMÓVEIS
USANDO TL494
Para começar, analisaremos conversores automotivos. Os diagramas são tomados COMO ESTÃO, então permitirei, além das explicações, enfatizar algumas das nuances que eu teria feito de forma diferente.
Então, esquema número 1. Um conversor de tensão de automóvel com uma tensão de saída estabilizada e a estabilização é realizada indiretamente - não é a tensão de saída do conversor que é controlada, mas a tensão no enrolamento adicional. Obviamente, as tensões de saída do transformador estão inter-relacionadas, portanto, um aumento na carga em um dos enrolamentos causa uma queda de tensão não apenas nele, mas também em todos os enrolamentos que são enrolados no mesmo núcleo. A tensão no enrolamento adicional é retificada por uma ponte de diodos, passa pelo atenuador no resistor R20, é suavizada pelo capacitor C5 e pelo resistor R21 chega à primeira perna do microcircuito. Recordamos o diagrama de blocos e vemos que a primeira saída que temos é uma entrada não inversora do amplificador de erro. A segunda saída é uma entrada inversora, através da qual o feedback negativo é introduzido a partir da saída do amplificador de erro (pino 3) através do resistor R2. Normalmente, um capacitor de 10 ... 47 nanofarads é colocado em paralelo com este resistor - isso diminui um pouco a velocidade de reação do amplificador de erro, mas ao mesmo tempo aumenta significativamente a estabilidade de sua operação e elimina completamente o efeito de overshoot .
Overshoot - uma reação muito forte do controlador a uma mudança na carga e a probabilidade de um processo oscilatório. Voltaremos a esse efeito quando entendermos completamente todos os processos desse circuito, então voltamos ao pino 2, que é polarizado pelo pino 14, que é a saída do estabilizador interno em 5 volts. Isso foi feito para uma operação mais correta do amplificador de erro - o amplificador tem uma tensão de alimentação unipolar e é bastante difícil trabalhar com tensões próximas de zero. Portanto, nesses casos, tensões adicionais são formadas para levar o amplificador aos modos de operação.
Entre outras coisas, uma tensão estabilizada de 5 volts é usada para formar uma partida “suave” - através do capacitor C1, ele é alimentado na 4ª saída do microcircuito. Relembro que o tempo de pausa entre os pulsos de controle depende da tensão neste pino. A partir disso, não é difícil concluir que, enquanto o capacitor C1 estiver descarregado, o tempo de pausa será tão longo que excederá a duração dos próprios pulsos de controle. No entanto, à medida que o capacitor carrega, a tensão na quarta saída começará a diminuir, reduzindo o tempo de pausa. A duração dos pulsos de controle começará a aumentar até atingir seu valor de 5%. Esta solução de circuito permite limitar a corrente através dos transistores de potência durante o carregamento dos capacitores de potência secundários e elimina a sobrecarga do estágio de potência, pois o valor efetivo da tensão de saída aumenta gradativamente.
A oitava e a décima primeira saída do microcircuito são conectadas à tensão de alimentação, portanto o estágio de saída funciona como um seguidor de emissor, e do jeito que está - a nona e a décima saída através dos resistores limitadores de corrente R6 e R7 são conectados aos resistores R8 e R9, bem como às bases VT1 e VT2 . Assim, o estágio de saída do controlador é reforçado - a abertura dos transistores de potência é realizada através dos resistores R6 e R7, em série com os quais os diodos VD2 e VD3 estão conectados, mas o fechamento, que requer muito mais energia, ocorre usando VT1 e VT2, incluídos como seguidores de emissor, mas fornecendo alta corrente precisamente quando a tensão zero é formada nas portas.
A seguir, temos 4 transistores de potência no braço, ligados em paralelo, para obter mais corrente. Francamente falando, o uso desses transistores em particular causa algum embaraço. Muito provavelmente, o autor desse esquema simplesmente os tinha disponíveis e decidiu anexá-los. O fato é que o IRF540 tem corrente máxima de 23 amperes, a energia armazenada nas portas é de 65 nanoCoulomb, e os transistores IRFZ44 mais populares têm corrente máxima de 49 amperes, enquanto a energia da porta é de 63 nanoCoulomb. Em outras palavras, usando dois pares de IRFZ44, obtemos um pequeno aumento na corrente máxima e uma redução dupla na carga no estágio de saída do microcircuito, o que apenas aumenta a confiabilidade desse projeto em termos de parâmetros. E a fórmula "Menos peças - mais confiabilidade" não foi cancelada por ninguém.
Obviamente, os transistores de potência devem ser do mesmo lote, pois nesse caso a dispersão de parâmetros entre os transistores conectados em paralelo é reduzida. Idealmente, é claro, é melhor selecionar transistores por ganho, mas nem sempre essa possibilidade acontece, mas deve ser possível comprar transistores do mesmo lote em qualquer caso.
Paralelo aos transistores de potência estão os resistores conectados em série R18, R22 e os capacitores C3, C12. Estes são amortecedores projetados para suprimir pulsos de auto-indução que inevitavelmente ocorrem quando pulsos retangulares são aplicados a uma carga indutiva. Além disso, o problema é agravado pela modulação por largura de pulso. Aqui vale a pena parar com mais detalhes.
Enquanto o transistor de potência está aberto, a corrente flui pelo enrolamento, e a corrente aumenta o tempo todo e causa um aumento no campo magnético, cuja energia é transferida para o enrolamento secundário. Mas assim que o transistor fecha, a corrente para de fluir pelo enrolamento e o campo magnético começa a se enrolar, fazendo com que apareça uma tensão de polaridade reversa. Somando-se à tensão já existente, surge um pulso curto, cuja amplitude pode exceder a tensão inicialmente aplicada. Isso causa um surto de corrente, causando uma segunda mudança na polaridade da tensão induzida pela auto-indução, e agora a auto-indução reduz a magnitude da tensão existente e, assim que a corrente fica menor, a polaridade da auto-indução -o pulso de indução muda novamente. Este processo tem caráter amortecido, porém, os valores das correntes e tensões de auto-indução são diretamente proporcionais à potência total do transformador de potência.
Como resultado dessas oscilações, no momento em que a chave de força é fechada, são observados processos de choque no enrolamento do transformador e snubbers são usados para suprimi-los - a resistência do resistor e a capacitância do capacitor são selecionadas de forma que leva exatamente tanto tempo para carregar o capacitor quanto para mudar a polaridade do transformador de pulso de auto-indução.
Por que lutar contra esses impulsos? Tudo é muito simples - os diodos são instalados em transistores de potência modernos, e a queda de tensão que eles têm é muito maior que a resistência de um dispositivo de campo aberto, e são os diodos que têm dificuldade quando começam a extinguir as emissões de auto-indução nos barramentos de força através deles mesmos e basicamente as caixas dos transistores de potência são aquecidas não porque os cristais das junções dos transistores são aquecidos, são os diodos internos que são aquecidos. Se você remover os diodos, a tensão reversa literalmente no primeiro pulso matará o transistor de potência.
Se o conversor não estiver equipado com estabilização PWM, o tempo de vibração de auto-indução é relativamente curto - o transistor de potência do segundo braço logo se abre e a auto-indução é sufocada pela baixa resistência do transistor aberto.
Porém, se o conversor tiver controle PWM da tensão de saída, então as pausas entre a abertura dos transistores de potência tornam-se bastante longas e, naturalmente, o tempo de vibração de auto-indução aumenta significativamente, aumentando o aquecimento dos diodos dentro dos transistores. É por esse motivo que, ao criar fontes de alimentação estabilizadas, não é recomendável estabelecer uma margem de tensão de saída superior a 25% - o tempo de pausa torna-se muito longo e isso causa um aumento irracional na temperatura do estágio de saída, mesmo com amortecedores .
Pela mesma razão, a grande maioria das fábricas amplificadores de carro a energia não tem estabilização, mesmo que o TL494 seja usado como controlador - eles economizam na área dos dissipadores de calor do conversor de tensão.
Bem, agora que os nós principais foram considerados, vamos descobrir como funciona a estabilização PWM. Em nossa saída, é declarada uma tensão bipolar de ± 60 volts. Pelo que foi dito anteriormente, fica claro que o enrolamento secundário do transformador deve ser projetado para fornecer 60 volts mais 25% por cento, ou seja, 60 mais 15 é igual a 75 volts. No entanto, para obter um valor efetivo de 60 volts, a duração de uma meia onda, ou melhor, um período de conversão, deve ser menor em 25% do valor nominal. Não se esqueça que, em qualquer caso, o tempo de pausa entre as comutações também interferirá, portanto, os 5% introduzidos pelo modelador de pausa serão cortados automaticamente e nosso pulso de controle deve ser reduzido nos 20% restantes.
Essa pausa entre os períodos de conversão será compensada pela energia magnética acumulada no indutor do filtro de potência secundário e pela carga acumulada nos capacitores. É verdade que eu não colocaria eletrólitos na frente do indutor, porém, como qualquer outro capacitor - é melhor colocar conduítes depois do indutor e, além dos eletrólitos, é claro, instalar os de filme - eles suprimem melhor surtos de impulso e interferência .
A estabilização da tensão de saída é realizada da seguinte maneira. Embora não haja carga ou seja muito pequena, a energia dos capacitores C8-C11 quase não é consumida e não é necessária muita energia para restaurá-la e a amplitude da tensão de saída do enrolamento secundário será bastante grande. Consequentemente, a amplitude da tensão de saída do enrolamento adicional será grande. Isso causará um aumento na tensão na primeira saída do controlador, que por sua vez levará a um aumento na tensão de saída do amplificador de erro e a duração dos pulsos de controle será reduzida a tal valor que haverá um equilíbrio entre a potência consumida e fornecida ao transformador de potência.
Assim que o consumo começa a aumentar, a tensão no enrolamento adicional diminui e a tensão na saída do amplificador de erro diminui naturalmente. Isso causa um aumento na duração dos pulsos de controle e um aumento na energia fornecida ao transformador. A duração do pulso aumenta até que o equilíbrio das energias consumidas e dadas seja alcançado novamente. Se a carga diminuir, o desequilíbrio ocorre novamente e o controlador agora terá que reduzir a duração dos pulsos de controle.
Se os valores de feedback forem selecionados incorretamente, pode ocorrer um efeito de overshoot. Isso se aplica não apenas ao TL494, mas também a todos os estabilizadores de tensão. No caso do TL494, o efeito overshoot geralmente ocorre nos casos em que não há cadeias que desacelerem a resposta de feedback. Claro, não se deve desacelerar muito a reação - o coeficiente de estabilização pode sofrer, no entanto, uma reação muito rápida não é boa. E se manifesta da seguinte maneira. Suponha que aumentamos a carga, a tensão começa a cair, o controlador PWM tenta restaurar o equilíbrio, mas o faz muito rapidamente e aumenta a duração dos pulsos de controle não proporcionalmente, mas com muito mais força. Nesse caso, o valor efetivo da tensão aumenta acentuadamente. Claro, agora o controlador vê que a tensão é maior que a tensão de estabilização e reduz drasticamente a duração dos pulsos, tentando equilibrar a tensão de saída e a referência. No entanto, a duração dos pulsos ficou mais curta do que deveria e a tensão de saída se tornou muito menor do que o necessário. O controlador novamente aumenta a duração dos pulsos, mas novamente exagerou - a tensão acabou sendo mais do que o necessário e não há escolha a não ser reduzir a duração dos pulsos.
Assim, na saída do conversor, não é formada uma tensão estabilizada, mas oscilando em 20-40% da tensão ajustada, tanto na direção do excesso quanto na direção da subavaliação. Claro, é improvável que os consumidores gostem de tal poder, então depois de montar qualquer conversor, você deve verificar a velocidade de reação nos shunts para não se separar da embarcação recém-montada.
A julgar pelo fusível, o conversor é bastante potente, mas neste caso, as capacidades de C7 e C8 claramente não são suficientes, devem ser adicionadas pelo menos mais três cada. O diodo VD1 serve para proteger contra a inversão de polaridade e, se isso acontecer, é improvável que sobreviva - não é tão fácil queimar um fusível em 30-40 amperes.
Bem, no final, resta acrescentar que este conversor não está equipado com um sistema stenbay, ou seja, quando conectado à tensão de alimentação, inicia imediatamente e só pode ser interrompido desligando a energia. Isso não é muito conveniente - você precisa de um interruptor bastante poderoso.
Conversor de tensão automotivo número 2, também possui uma tensão de saída estabilizada, conforme evidenciado pela presença de um optoacoplador, cujo LED está conectado à tensão de saída. Além disso, é conectado via TL431, o que aumenta significativamente a precisão da manutenção da tensão de saída. O fototransistor do optoacoplador também está conectado à tensão estabilizada pelo segundo mikruha TL431. A essência desse estabilizador me enganou pessoalmente - há cinco volts estabilizados no microcircuito e parece não fazer sentido colocar um estabilizador adicional. O emissor do fototransistor vai para a entrada não inversora do amplificador de erro (pino 1). O amplificador de erro é coberto por feedback negativo e, para desacelerar sua reação, é introduzido o resistor R10, capacitor C2.
O segundo amplificador de erro é usado para forçar o conversor a parar em uma situação de emergência - se houver uma tensão no décimo sexto pino maior que a gerada pelo divisor R13 e R16, e isso for cerca de dois volts e meio, o controlador começará a reduzir a duração dos pulsos de controle até que eles desapareçam completamente.
A partida suave é organizada da mesma forma que no circuito anterior - através da formação de tempos de pausa, embora a capacitância do capacitor C3 seja um pouco pequena - eu colocaria aí em 4,7 ... 10 microfarads.
O estágio de saída do microcircuito opera no modo seguidor de emissor, um seguidor de emissor adicional completo nos transistores VT1-VT4 é usado para amplificar a corrente, que por sua vez é carregada nos portões dos trabalhadores do campo de energia, embora eu diminuísse as classificações R22-R25 a 22 ... 33 Ohm. Em seguida estão os amortecedores e um transformador de potência, após o qual uma ponte de diodos e um filtro de suavização. O filtro neste circuito é feito de forma mais correta - está no mesmo núcleo e contém o mesmo número de voltas. Esta inclusão fornece a filtragem máxima possível, já que o contador Campos magnéticos compensar uns aos outros.
O modo stenby é organizado no transistor VT9 e no relé K1, cujos contatos fornecem energia apenas ao controlador. A parte de energia está constantemente conectada à tensão de alimentação e, até que os pulsos de controle apareçam no controlador, os transistores VT5-VT8 serão fechados.
O LED HL1 indica que o controlador está energizado.
Próximo diagrama... Próximo diagrama é... Este é a terceira versão do conversor de voltagem automotivo mas vamos acertar...
Vamos começar com as principais diferenças das opções tradicionais, ou seja, o uso de um driver de meia ponte em um conversor automotivo. Bem, você ainda pode aguentar isso de alguma forma - dentro do microcircuito existem 4 transistores com uma boa velocidade de abertura e fechamento, e até dois amperes. Tendo feito a conexão apropriada, ele pode ser conduzido para o modo de operação Push-Pull, no entanto, o microcircuito não inverte o sinal de saída e os pulsos de controle são alimentados em suas entradas dos coletores do controlador, portanto, assim que o controlador dá uma pausa entre os pulsos de controle, níveis correspondentes às unidades lógicas, ou seja, próximo da tensão de alimentação. Tendo passado o Irka, os impulsos serão alimentados nos portões dos transistores de potência, que serão abertos com segurança. Ambos... Simultaneamente. Claro, eu entendo que pode não funcionar bater os transistores FB180SA10 pela primeira vez - mesmo assim, 180 amperes terão que ser desenvolvidos e, com essas correntes, os trilhos geralmente começam a queimar, mas ainda assim é muito difícil . E o custo desses mesmos transistores é de mais de mil por um.
O próximo momento misterioso é o uso de um transformador de corrente incluído no barramento de força primário, através do qual flui DC. É claro que neste transformador ainda haverá algo induzido devido a uma mudança na corrente no momento da comutação, mas ainda assim isso não é totalmente correto. Não, a proteção contra sobrecarga funcionará, mas como corretamente? Afinal, a saída do transformador de corrente também é projetada, para dizer o mínimo, original demais - com aumento de corrente no pino 15, que é a entrada inversora do amplificador de erro, a tensão que forma o resistor R18 junto com o divisor em R20 diminuirá. Obviamente, uma diminuição na tensão nesta saída causará um aumento na tensão do amplificador de erro, que por sua vez encurtará os pulsos de controle. No entanto, o R18 está conectado diretamente ao barramento de força primário e toda a bagunça que ocorrer neste barramento afetará diretamente a operação da proteção de sobrecarga.
A estabilização da tensão de saída foi ajustada ... Bem, em princípio, o mesmo que a operação da seção de potência ... Após iniciar o conversor, assim que a tensão de saída atingir o valor no qual o optoacoplador U1.2 LED inicia para brilhar, o transistor U1.1 do optoacoplador se abre. Sua abertura causa uma diminuição na tensão criada pelo divisor em R10 e R11. Isso, por sua vez, faz com que a tensão de saída do amplificador de erro caia, pois essa tensão é conectada à entrada não inversora do amplificador. Bem, como a tensão na saída do amplificador de erro diminui, o controlador começa a aumentar a duração dos pulsos, aumentando assim o brilho do LED do optoacoplador, que abre ainda mais o fototransistor e aumenta ainda mais a duração dos pulsos. Isso acontece até que a tensão de saída atinja o valor máximo possível.
Em geral, o esquema é tão original que só pode ser dado ao inimigo para repetição, e por esse pecado você tem a garantia de tormento eterno no Inferno. Não sei de quem é a culpa ... Pessoalmente, tive a impressão de que era alguém trabalho do curso, ou talvez um diploma, mas não quero acreditar nisso, porque se foi publicado, significa que foi protegido, e isso sugere que as qualificações do corpo docente estão em um estado muito pior do que eu pensava .. .
A quarta versão do conversor de tensão automotivo.
Não direi que é uma opção ideal, no entanto, uma vez participei do desenvolvimento desse esquema. Aqui imediatamente uma pequena porção do sedativo - quinze e dezesseis conclusões são conectadas juntas e conectadas a um fio comum, embora logicamente, a décima quinta conclusão deva ser conectada à décima quarta. No entanto, o aterramento das entradas do segundo amplificador de erro não afetou o desempenho de forma alguma. Portanto, onde conectar a décima quinta saída, deixarei para você.
A saída do estabilizador interno em cinco volts neste circuito é usada de forma muito intensa. A partir de cinco volts, é formada uma tensão de referência, com a qual a tensão de saída será comparada. Isso é feito usando os resistores R8 e R2. Para reduzir a ondulação da tensão de referência, um capacitor C1 é conectado em paralelo com R2. Como os resistores R8 e R2 são iguais, o valor da tensão de referência é de dois volts e meio.
Além disso, cinco volts são usados \u200b\u200bpara uma partida suave - o capacitor C6 no momento da ativação gera brevemente cinco volts na quarta saída do controlador, ou seja, durante o carregamento, o tempo de pausa forçada entre os pulsos de controle mudará do valor máximo para o valor nominal.
Os mesmos cinco volts são conectados ao coletor do fototransistor do optoacoplador DA, e seu emissor, através de um pequeno divisor em R5 e R4, é conectado à entrada não inversora do primeiro amplificador de erro - pino 1. O feedback negativo é conectado ao pino 2 da saída do amplificador de erro. O feedback possui um capacitor C2 que diminui a resposta do controlador, cuja capacitância pode variar de dez nanofarads a sessenta e oito nanofarads.
O estágio de saída do controlador opera no modo repetidor e a amplificação de corrente é realizada por um estágio de driver de transistor em VT3-VT6. Claro, a potência do estágio do driver é suficiente para controlar mais de um par de transistores de potência, na verdade, essa foi a aposta - inicialmente a placa com o controlador foi feita separadamente da seção de potência, mas no final acabou não ser muito conveniente. Portanto, os condutores impressos foram transferidos para a placa principal, e os transformadores e, claro, os transistores de potência, já foram variados alongando a placa.
O transformador de potência é conectado aos transistores por meio de um transformador de corrente, que é responsável pela operação da proteção contra sobrecarga. Snabers não foram instalados nesta versão - foram usados radiadores sérios.
Assim que uma tensão aparece no terminal de controle, permitindo a operação do conversor, o transistor VT2 abre, o que por sua vez leva o VT1 à saturação. No emissor VT1 existe uma tensão do estabilizador integral para 15, que passa livremente pela tensão de alimentação fornecida pelo diodo VD5, porque é menor que a tensão de estabilização. Este diodo, através do resistor R28, é alimentado com uma tensão de alimentação principal de doze volts. A abertura do VT1 fornece energia ao controlador e aos transistores do driver e o conversor é inicializado. Assim que os pulsos aparecem no transformador de potência, a tensão em seu enrolamento atinge o dobro do valor da fonte de alimentação principal e, passando pelos diodos VD4 e VD6, é alimentada na entrada do estabilizador a 15 volts. Assim, após a partida do conversor, o controlador é alimentado por uma fonte de alimentação já estabilizada. Esta solução de circuito permite manter a operação estável do conversor mesmo quando alimentado por seis a sete volts.
A estabilização da tensão de saída é realizada controlando o brilho do LED do optoacoplador DA, cujo LED é conectado a ele por meio de um divisor resistivo. Além disso, apenas um braço da tensão de saída é controlado. A estabilização do segundo braço é realizada através de um acoplamento magnético que ocorre no núcleo dos indutores L2 e L3, já que este filtro é feito em um núcleo. Assim que a carga no lado positivo da tensão de saída aumenta, o núcleo começa a magnetizar e, como resultado, é mais difícil para a tensão negativa da ponte de diodos atingir a saída do conversor, a tensão negativa começa para mergulhar, e o LED do optoacoplador reage a isso, forçando o controlador a aumentar a duração dos pulsos de controle. Ou seja, o indutor, além das funções de filtragem, atua como um indutor de estabilização de grupo e funciona exatamente da mesma forma que em fontes de alimentação de computadores, estabilizando várias tensões de saída de uma só vez.
A proteção contra sobrecarga é um pouco difícil, mas ainda bastante funcional. O limite de proteção é ajustado pelo resistor R26. Assim que a corrente através dos transistores de potência atinge um valor crítico, a tensão do transformador de corrente abre o tiristor VS1 e desvia a tensão de controle do terminal de controle para o solo, removendo assim a tensão de alimentação do controlador. Além disso, a descarga acelerada do capacitor C7 ocorre através do resistor R19, cuja capacitância ainda é melhor reduzir para 100 microfarads.
Para reiniciar a proteção ativada, é necessário remover e então reaplicar tensão no terminal de controle.
Outra característica deste conversor é o uso de um driver de tensão capacitivo resistivo nas portas dos transistores de potência. Com a instalação dessas correntes, foi possível obter uma tensão negativa nas portas, projetada para acelerar o fechamento dos transistores de potência. No entanto, esse método de fechamento de transistores não levou a um aumento de eficiência nem a uma diminuição de temperatura, mesmo com o uso de snubbers, e foi abandonado - menos peças - mais confiabilidade.
Bem, o último quinto conversor de carro. Este esquema é uma continuação lógica do anterior, mas equipado com recursos adicionais que melhoram suas propriedades de consumo. A tensão de controle REM é fornecida através de um fusível térmico KSD301 reajustável de 85 graus que é montado no dissipador de calor do inversor. Idealmente, deve haver um radiador para o amplificador de potência e o conversor de tensão.
Se os contatos do fusível térmico estiverem fechados, ou seja, a temperatura é inferior a oitenta e cinco graus, então a tensão de controle do terminal REM abre o transistor VT14, que por sua vez abre o VT13 e doze volts da fonte de alimentação principal entram na entrada Krenka de quinze volts. Como a tensão de entrada é menor que a tensão de estabilização KRENKA em sua saída, ela parecerá quase inalterada - apenas uma queda no transistor regulador causará uma pequena queda. De Krenka, a energia é fornecida ao próprio controlador e aos transistores do estágio do driver VT4-VT7. Assim que o estabilizador interno de cinco volts der tensão, o capacitor C6 começará a carregar, reduzindo a duração das pausas entre os pulsos de controle. Os pulsos de controle começarão a abrir os transistores de potência nos enrolamentos secundários do transformador, eles aparecerão e começarão a aumentar o valor efetivo da tensão secundária. Do primeiro enrolamento secundário, uma tensão de 24 volts através de um retificador com ponto médio irá para o terminal positivo do capacitor C18 e, como sua tensão é maior que o diodo principal de doze volts VD13, ele fechará e agora o controlador será alimentado pelo próprio enrolamento secundário. Além disso, vinte e quatro volts são mais de quinze, portanto, um estabilizador de quinze volts será ligado e agora o controlador será alimentado por uma tensão estabilizada.
À medida que os pulsos de controle aumentam, o valor da tensão efetiva também aumentará no segundo enrolamento secundário e, assim que atingir o valor no qual o LED do optoacoplador DA começa a brilhar, o fototransistor começará a abrir e o sistema começará para adquirir um estado estável - a duração dos pulsos parará de aumentar, pois o emissor do fototransistor está conectado a uma saída do amplificador de erro do controlador não inversor. Com o aumento da carga, a tensão de saída começará a cair, naturalmente o brilho do LED começará a diminuir, a tensão na primeira saída do controlador também diminuirá e o controlador aumentará a duração do pulso apenas o suficiente para restaurar o brilho do LED novamente.
A tensão de saída é controlada pelo braço negativo, e a reação às variações de consumo no braço positivo é realizada pela bobina de estabilização de grupo L1. Para acelerar a resposta da tensão controlada, o braço negativo é adicionalmente carregado com o resistor R38. Aqui devemos fazer imediatamente uma reserva - não é necessário pendurar eletrólitos muito grandes na fonte de alimentação secundária - em altas frequências de conversão eles são de pouca utilidade, mas podem ter um efeito significativo no coeficiente geral de estabilização - para que a tensão no braço positivo começa a aumentar se a carga aumentar, a tensão no ombro negativo também deve diminuir. Se o consumo no braço negativo não for grande e a capacitância do capacitor for bastante grande C24, ele será descarregado por um longo período de tempo e o controle não terá tempo de rastrear que a tensão falhou no braço positivo .
É por esta razão que é altamente recomendável definir não mais que 1000 uF por ombro na própria placa do conversor e 220 ... 470 uF cada nas placas do amplificador de potência e não mais.
A falta de potência nos picos do sinal de áudio terá que ser compensada pela potência total do transformador.
A proteção contra sobrecarga é realizada em um transformador de corrente, cuja tensão é retificada pelos diodos VD5 e VD6 e entra no regulador de sensibilidade R26. Além disso, passando pelo diodo VD4, que é uma espécie de limitador de amplitude, a tensão entra na base do transistor VT8. O coletor deste transistor é conectado à entrada do gatilho Schmidt, montado no VT2-VT3, e assim que o transistor VT8 abre, ele fecha o VT3. A tensão no coletor VT3 aumentará e o VT2 abrirá, abrindo o VT1.
Tanto o gatilho quanto o VT1 são alimentados pelo estabilizador de cinco volts do controlador e, quando o VT1 é aberto, cinco volts entram na décima sexta saída do controlador, reduzindo drasticamente a duração dos pulsos de controle. Além disso, cinco volts através do diodo VD3 entram no pino quatro, aumentando o tempo de pausas forçadas para o valor máximo possível, ou seja, os pulsos de controle são encurtados de duas maneiras ao mesmo tempo - por meio de um amplificador de erro que não possui feedback negativo e funciona como um comparador, reduzindo a duração do pulso quase instantaneamente e por meio de um modelador de duração de pausa, que agora através de um capacitor descarregado começará a aumentar a duração do pulso gradualmente e se a carga ainda for muito grande, a proteção funcionará novamente assim que o VT8 abrir. No entanto, o gatilho no VT2-VT3 tem mais uma tarefa - ele monitora o valor da tensão primária principal de 12 volts e assim que se torna inferior a 9-10 volts fornecidos à base VT3 através dos resistores R21 e R22, o viés não será suficiente e o VT3 fechará, abrindo o VT2 e o VT1. O controlador irá parar e a energia secundária será perdida.
Este módulo deixa a chance de ligar o carro, se de repente seu dono decidir ouvir música em um carro que não está funcionando, e também protege o amplificador de potência de quedas repentinas de tensão no momento em que a partida do carro é iniciada - o conversor simplesmente espera fora do momento de consumo crítico, protegendo tanto o amplificador de potência quanto seus próprios interruptores.
Desenho da placa de circuito impresso deste conversor, e existem duas opções - um e dois transformadores.
Por que dois transformadores?
Para mais poder. O fato é que a potência total do transformador em conversores automotivos é limitada por uma tensão de alimentação de doze volts, que requer um certo número de voltas no transformador. O anel deve ter pelo menos quatro voltas no semi-enrolamento primário; para ferrita em forma de w, o número de voltas pode ser reduzido para três.
Essa limitação se deve principalmente ao fato de que com um número menor de voltas, o campo magnético já se torna não uniforme e suas perdas são muito grandes. Isso também implica que não é possível desviar a frequência de conversão para frequências mais altas - você terá que reduzir o número de voltas e isso não é permitido.
Acontece que a potência total é limitada pelo número de voltas do enrolamento primário e uma pequena faixa de frequência de conversão - você não pode ir abaixo de 20 kHz - a interferência do conversor não deve estar na faixa de áudio, pois eles fará todos os esforços para ser ouvido nos alto-falantes.
Você também não pode subir acima de 40 kHz - o número de voltas do enrolamento primário torna-se muito pequeno.
Se você deseja obter mais poder, então permanece única decisão- aumentar o número de transformadores e dois está longe do máximo possível.
Mas aqui surge outra questão - como monitorar todos os transformadores? Não quero cercar um estrangulamento de estabilização de grupo muito sério ou introduzir um certo número de optoacopladores. Portanto, a única forma de controle é a conexão em série dos enrolamentos secundários. Neste caso, as distorções no consumo também são excluídas e é muito mais fácil controlar a tensão de saída; no entanto, deve-se prestar atenção máxima à montagem e faseamento dos transformadores.
Agora um pouco sobre as diferenças diagrama de circuito e taxas. O fato é que neste princípio apenas os pontos mais básicos do esquema são indicados, no impresso os elementos são dispostos de acordo com a realidade. Por exemplo, não há capacitores de filme para alimentação na placa de circuito, mas eles estão na placa. Obviamente, os orifícios de montagem para eles são feitos de acordo com as dimensões dos capacitores disponíveis no momento do desenvolvimento. Obviamente, na ausência de uma capacitância de 2,2 μF, pode ser usado para 1 μF, mas não inferior a 0,47 μF.
Para alimentação, eletrólitos de 4700 uF também estão instalados no circuito, mas em vez deles há todo um conjunto de capacitores de 25 volts de 2200 uF na placa, e os capacitores devem estar com baixo ESR, esses são os que são posicionados pelos vendedores como “para placas-mãe”. Eles geralmente são marcados com tinta prateada ou dourada. Se for possível comprar a 3300 microfarads a 25 volts, será ainda melhor, mas na nossa área são bastante raros.
Algumas palavras sobre supostos jumpers - são jumpers que conectam os trilhos a si mesmos. Isso foi feito por um motivo - a espessura do cobre na placa é limitada e as correntes que fluem pelos condutores são bastante grandes e, para compensar as perdas no condutor, o trilho deve ser literalmente derramado com solda , que é caro hoje em dia, ou duplicado com condutores de transporte de corrente, aumentando assim a seção transversal total do condutor . Esses jumpers são feitos de fio de cobre de núcleo único com seção transversal de pelo menos dois quadrados e meio, idealmente, é claro, mais grosso - quatro ou seis quadrados.
Ponte de diodo de energia secundária. O diagrama mostra diodos no pacote TO-247, a placa está preparada para uso de diodos no pacote TO-220. O tipo de diodo depende diretamente da corrente planejada na carga e, claro, é melhor escolher diodos mais rápidos - haverá menos autoaquecimento.
Agora, algumas palavras sobre detalhes de enrolamento.
O mais suspeito do circuito é o transformador de corrente - parece ser difícil enrolar meia volta com fios grossos do enrolamento primário, e mesmo em direções diferentes. Na verdade, este é o componente mais simples das peças de enrolamento. Para a fabricação de um transformador de corrente, é usado um filtro de potência de televisão, se DE REPENTE não foi possível encontrar um, então QUALQUER núcleo de ferrite em forma de W pode ser usado, por exemplo, um transformador flutuante de uma fonte de alimentação de computador. O núcleo aquece até 110-120 graus por dez a vinte minutos e então se encaixa. Os enrolamentos são removidos, um enrolamento secundário é enrolado na estrutura, composto por 80-120 voltas de fio 0,1 ... 0,2 mm, é claro, dobrado em dois. Em seguida, o início de um enrolamento é conectado ao final do segundo, os fios são fixados da maneira mais conveniente para você e a moldura com o enrolamento é colocada na metade do núcleo. Em seguida, um feixe é colocado em uma janela com a potência do enrolamento primário, três vezes - a segunda e a segunda metade do núcleo são colocadas. Isso é tudo! Dois enrolamentos de meia volta no primário e 100 voltas no secundário. Por que o número de voltas não é especificado exatamente? O número de voltas deve ser tal que três a cinco volts sejam obtidos no resistor R27 nas correntes máximas. Mas não sei qual corrente você considera máxima, quais transistores você vai usar. E o valor da tensão em R27 sempre pode ser corrigido selecionando o valor desse mesmo resistor. O principal é que o transformador de corrente está sobrecarregado ao longo do enrolamento secundário, e para isso são necessárias pelo menos 60-70 voltas no secundário - neste caso haverá um aquecimento mínimo do núcleo.
O indutor L2 foi realizado no núcleo de um transformador de potência bloco de impulso TVs de tamanho adequado. Em princípio, também pode ser enrolado no núcleo de um transformador de uma fonte de alimentação de computador, mas será necessário organizar uma folga não magnética de 0,5 ... 0,7 mm. Para criá-lo, basta jogar um anel NÃO FECHADO de um fio de enrolamento de diâmetro apropriado dentro da armação com a metade do núcleo inserida.
O indutor é enrolado antes do enchimento, mas qual fio terá que ser calculado. Pessoalmente, prefiro trabalhar com pacotes ou fitas. A fita, claro, é mais compacta, com a ajuda dela consegue-se uma densidade de enrolamento muito alta, mas leva muito tempo para fazer e, claro, a cola não fica na estrada. É muito mais fácil fazer um feixe - para isso basta saber o comprimento aproximado do condutor, dobrar o fio várias vezes e depois usar uma furadeira para torcê-lo em um feixe.
Qual e quanto fio deve ser usado? Já depende dos requisitos para o produto final. Nesse caso nós estamos falando sobre a tecnologia automotiva, que, por definição, tem condições de resfriamento muito ruins, portanto, o autoaquecimento deve ser minimizado e, para isso, é necessário calcular a seção transversal do condutor na qual não aquecerá muito ou não aquecerá nada . Este último é obviamente preferível, mas causa um aumento de tamanho, e o carro não é Ikarus, no qual há muito espaço. Portanto, procederemos do aquecimento mínimo. Claro, é claro que você pode instalar ventiladores para que soprem tanto pelo amplificador quanto pelo conversor, mas apenas a poeira de nossas estradas mata os ventiladores dolorosamente rapidamente, então é melhor dançar com o resfriamento natural e tomar como base uma tensão de três amperes por milímetro quadrado da seção do condutor. Esta é uma tensão bastante popular, que é recomendável levar em consideração na fabricação de um transformador tradicional em ferro em forma de w. Para dispositivos pulsados, recomenda-se estabelecer cinco ou seis amperes por milímetro quadrado, mas isso implica uma boa convecção de ar, e nossa caixa está fechada, então ainda levamos três amperes.
Convencido de que três é melhor? E agora damos uma emenda ao fato de que a carga no amplificador não é constante, porque ninguém ouve uma onda senoidal pura, e mesmo perto do corte, então o aquecimento não ocorrerá constantemente, já que o valor atual da potência do amplificador é aproximadamente 2/3 do máximo. Portanto, a tensão pode ser aumentada em trinta por cento sem riscos, ou seja, trazê-lo até quatro amperes por milímetro quadrado.
Mais uma vez, para melhor compreensão dos números. As condições de resfriamento são desagradáveis, o fio de altas correntes começa a aquecer se for muito fino e, se for enrolado em uma bobina, ele se aquece. Para resolver o problema, definimos a tensão em dois e meio - três amperes por milímetro quadrado da seção do fio, se a carga for constante, se alimentarmos o amplificador de potência, aumentamos a tensão para quatro - quatro e meio amperes por milímetro quadrado da seção do condutor.
Agora lançamos o Excel, espero que todos tenham essa calculadora e, na linha superior, escrevemos em ordem: "Tensão", depois "Diâmetro do fio", depois "Número de fios", depois "Corrente máxima" e na última célula "Poder". Vamos para o início da próxima linha e escrevemos o número três por enquanto, deixe ser três amperes por milímetro quadrado por enquanto. Na próxima célula, escrevemos o número um, que seja um fio com diâmetro de um milímetro por enquanto. Na próxima célula, escrevemos dez, esse será o número de fios do feixe.
E aqui estão as células nas quais haverá fórmulas. Primeiro, calculamos a seção transversal. Para fazer isso, divida o diâmetro por 2 - precisamos de um raio. Então multiplicamos o raio pelo raio, por precaução, para que nossa calculadora não fique cega, pegamos o cálculo dos raios entre parênteses e multiplicamos tudo isso por pi. Como resultado, obtemos pi er square, ou seja, a área do círculo, que é a seção transversal do condutor. Então, sem sair da edição da célula, multiplicamos o resultado resultante pelo diâmetro do nosso fio e multiplicamos pelo número de fios. Pressionamos ENTER e vemos um número com várias casas decimais. Uma precisão tão alta não é necessária, então arredondamos nosso resultado para uma casa decimal e para cima, para que haja uma pequena margem tecnológica. Para fazer isso, vá para a edição da célula, selecione nossa fórmula e pressione CONTROL X - cortar, depois pressione o botão FORMULA e selecione ROUND UP na linha MATHEMATICAL ACTION. Uma caixa de diálogo aparece perguntando o que arredondar e quantas casas decimais. Colocamos o cursor na janela superior e CONTRL VE inserimos a fórmula recortada anteriormente, e na janela inferior colocamos uma unidade, ou seja, arredonde para uma casa decimal e clique em OK. Agora a célula contém um número com um dígito após o ponto decimal.
Resta inserir a fórmula na última célula, bom, tudo é simples aqui - a lei de Ohm. Temos a corrente máxima que podemos usar e deixamos a tensão de bordo ser de doze volts, embora em um carro em movimento seja cerca de treze ou mais, mas isso não leva em consideração a queda nos fios de conexão. Multiplicamos a corrente resultante por 12 e obtemos a potência nominal máxima que não causará forte aquecimento do condutor, mais precisamente, um feixe composto por dez fios com diâmetro de um milímetro.
Não vou responder às perguntas “Mas eu não tenho esse botão, não há linha de edição” e uma descrição mais detalhada do uso do Excel nos cálculos da fonte de alimentação foi postada:
Voltamos ao nosso ofício. Descobrimos os diâmetros dos fios no feixe e seu número. Os mesmos cálculos podem ser usados \u200b\u200bpara determinar o pacote necessário nos enrolamentos do transformador, mas a tensão pode ser aumentada para cinco a seis amperes por milímetro quadrado - um meio enrolamento funciona cinquenta por cento do tempo, então terá tempo para esfriar. É possível aumentar a tensão no enrolamento até sete ou oito amperes, mas aqui a queda de tensão na resistência ativa do feixe já começará a afetar, e ainda parece que desejamos obter uma eficiência não ruim, então é melhor não.
Se houver vários transistores de potência, é necessário levar em consideração imediatamente que o número de fios no feixe deve ser um múltiplo do número de transistores - o feixe terá que ser dividido pelo número de agentes de potência e é muito desejável para distribuir uniformemente as correntes de fluxo através do enrolamento.
Bem, nós meio que descobrimos os cálculos, você pode começar a enrolar. Se for um anel doméstico, deve-se prepará-lo, ou seja, para esmerilhar cantos vivos para não danificar o isolamento do fio do enrolamento. Em seguida, o anel é isolado com um isolador fino - não é aconselhável usar fita isolante para esses fins. O vinil vazará com a temperatura e o pano é muito grosso. Idealmente - fita fluoroplástica, mas você não a verá à venda com frequência. Thermoktch - o material não é ruim, mas não é muito conveniente enrolá-lo, embora se você pegar o jeito, o resultado não será muito ruim. Uma vez usei antigravidade de carro - apenas pintei com um pincel, deixei secar, pintei de novo e assim por diante três camadas. As propriedades mecânicas não são ruins e nem uma grande tensão de ruptura desse isolamento não afetará o trabalho - no nosso caso, toda a tensão não é grande. Primeiro, o enrolamento secundário é enrolado, pois é mais fino e tem mais espiras. Então o enrolamento primário é enrolado. Ambos os enrolamentos são enrolados imediatamente em dois feixes dobrados - é muito difícil se enganar com o número de voltas, que deve ser o mesmo. Os chicotes são chamados e conectados na sequência necessária.
Se você estiver com preguiça de ligar ou não houver tempo suficiente, antes de enrolar os feixes, você pode pintá-los em cores diferentes. Comprado com um par de marcadores permanentes Cores diferentes, o conteúdo de seus recipientes de tinta é literalmente lavado com solvente e, a seguir, os feixes são cobertos com essa tinta imediatamente após a aplicação. A tinta não adere muito bem, mas mesmo depois de limpá-la dos fios externos do feixe, ainda é possível ver a tinta dentro do feixe.
Você pode consertar as peças de enrolamento na placa de várias maneiras, e isso deve ser feito não apenas com peças de enrolamento - eletrólitos altos devido a tremores constantes também podem se separar de suas pernas. Então está tudo colado. Você pode usar cola de poliuretano, pode usar rejunte automotivo ou pode usar o mesmo antigravidade. O charme deste último reside no fato de que, se necessário, para desmontar algo, você pode azedá-lo - coloque um pano embebido abundantemente em solvente 647 sobre ele, coloque tudo em um saco plástico e espere de cinco a seis horas. O anti-cascalho dos vapores de solventes amolece e é relativamente fácil de remover.
Isso é tudo para conversores automotivos, vamos passar para os de rede.
Para quem tem uma vontade incansável de ser esperto, dizem que eu falei alguma coisa, mas não coletei nada, vou responder na hora - na verdade compartilho minha experiência, e não me gabo de ter montado o conversor e funciona. O que brilhou no quadro foram opções malsucedidas que não passaram nas medições finais ou protótipos que foram desmontados. Não estou envolvido na fabricação de dispositivos individuais sob encomenda e, se o fizer, antes de tudo deve ser interessante para mim pessoalmente, seja em termos de circuitos ou materialmente, mas aqui terei que estar muito interessado.
