No entanto, não havia desejo de soldar de transistores como MP40-MP42 e similares, porque. embora seus restos fossem preservados, era de alguma forma preguiçoso demais para procurar garagens e mezaninos. Era razoável supor que anos recentes 8, os radioamadores redesenharam os projetos de Vladimir Timofeevich em uma nova base elementar. Descobriu-se que o que foi redesenhado em termos de complexidade não atrai um design de fim de semana e, para encontrar pelo menos algo soldável, você precisa ler 100-150 páginas do fórum cqham.ru/qrz.ru, onde o primeiras 50 páginas escolha um mixer, capaz de fornecer 120 dB DD.
Portanto, sem hesitar, desenhei meu diagrama PPP, sob o qual espalhei a placa de circuito impresso, passei a ferro, gravei, fiz furos, desculpe pelos furos, fui à loja de rádio mais próxima, onde comprei todas as peças necessárias por 200 rublos e começou a soldar ...
O esquema conhecido de um livro conhecido foi tomado como base:
O oscilador local é montado em um transistor KT315, e opera na frequência de Freception / 2 - 3500..3600, que fornece recepção na faixa de 7000 ... 7200 kHz.
ULF no popular chip LM386, que requer um mínimo de cintas e fornece 200 vezes o ganho de tensão. Não faz sentido carregá-lo no alto-falante, mas em fones de ouvido (chinês comum, comprado por 150 rublos no Mediamarkt, e agora não é uma raridade de TON-2), é isso.
Bobinas - enroladas em quadros com diâmetro de 10 mm
O circuito de entrada da bobina L2 contém 9 voltas
A bobina do oscilador local L1 contém 15 espiras
O receptor é montado em uma placa de circuito impresso, de tamanho 85x45, na qual coloquei o KPI. Se você abandonar o KPI e aplicar uma alteração na frequência por um varicap (ou uma matriz varicap), o tamanho do quadro poderá ser reduzido ainda mais.
Arquivo placa de circuito impresso no formato sPlan 6.0
Portanto, de acordo com os resultados de ajuste, preste atenção ao fato de que a indutância da bobina do filtro passa-baixa L3 deve ser de 100 mH (milhas e não micro). C6=C7=0,05. Paralelamente à entrada do microcircuito, instale um resistor de 5 kΩ (uma extremidade do resistor no pino 3 do LM386, a outra no terra)
73 de UA1CBM
info - ua1cbm.ru
Recentemente, meu filho de oito anos resolveu “juntar o ferro de solda” e me pediu para fazer uma espécie de receptor com ele. Levando em conta o fato de que em casa dos dispositivos - apenas um multímetro digital chinês, minha escolha recaiu no já lendário PPP V.T. Polyakov. Já fiz este receiver nos anos 80, e deixou apenas lembranças agradáveis. Mas naqueles anos eu não tinha experiência, nem instrumentos normais e, é claro, nenhuma medição instrumental foi realizada - funcionou e tudo bem. E agora foi difícil resistir à tentação de repetir esse design e testá-lo com dispositivos, mas o principal é comparar seu som com o meu PPP ao trabalhar no mesmo desktop na mesma antena (10-12m de fio a uma altura de 10-12m) na faixa de 40m - o mais difícil para IFR em termos de interferência, porque estações de rádio de transmissão poderosas estão muito próximas em freqüência e se o receptor funcionar bem nesta faixa, funcionará sem problemas em todos os outros. Além disso, eu estava interessado na variante PPP especificamente em transistores de germânio (embora já desatualizados - mas muitos radioamadores os têm desde tempos imemoriais em uma mesa de cabeceira meio balde cada), porque. o autor já se encontrou várias vezes com colegas que supostamente fornecem sonoridade mais suave de receptores ou apenas ULF. E agora, sem muita pressa, em duas noites, meu filho (sob minha estrita orientação) soldou o receptor, verificou os modos, mais alguns minutos para ajustar o GPA e, com a respiração suspensa, conectamos a antena (Fig. 1 ).
Infelizmente, é noite (foi em fevereiro, 22-00, horário de Moscou), praticamente não há passagem e apenas assobios ensurdecedores, ruídos e ... uma emissora chinesa são ouvidas nos fones de ouvido em todo o alcance. De manhã, antes de sair para o trabalho, ligamos novamente o PPP. A passagem era boa, as estações amadoras soavam altas e às vezes ensurdecedoras, mas o som era de alguma forma ressoante, preso ao longo do espectro e muito desagradável ao ouvido. E novamente, quase em todo o alcance, a referida emissora foi ouvida, embora muito mais silenciosa. A decepção do menino não tinha limites, e eu tinha uma necessidade urgente de analisar cuidadosamente isso, em geral, design simples e procurar maneiras de configurá-lo de maneira ideal em casa, de fato, tendo apenas um testador barato e um receptor de transmissão comum (em este caso ISHIM-003) como controle, bem como possíveis formas de melhorar os principais parâmetros.
A julgar pelas mensagens que aparecem de tempos em tempos em vários fóruns, um grande número de radioamadores iniciantes enfrenta problemas semelhantes. Como resultado dessas reflexões, surgiu este artigo, cuja principal tarefa é contar em detalhes a um radioamador iniciante como fazer e configurar corretamente um PPP simples em casa.
Então, vamos começar. Tendo em vista que dos instrumentos de medição temos apenas um multímetro digital chinês DT-830V, para configurar o circuito de maneira ideal e entender corretamente os processos que ocorrem nele, precisamos realizar uma preparação preliminar e tentar obter o máximo de informações possível sobre os parâmetros das partes principais (isso, como veremos mais adiante, no futuro, será muito útil para analisarmos o funcionamento do circuito e encontrar maneiras de melhorar sua operação). Prosseguimos com a seleção dos principais detalhes.
Para fins de definição, partiremos do fato de termos esse KPI. Se a capacitância máxima do seu KPI for diferente, é fácil trazê-la para a necessária incluindo um capacitor de alongamento de 39-51pF em série. O cálculo de um capacitor de tração é bastante simples. A capacitância total ou equivalente de capacitores conectados em série Cekv = (Skpe * Crast) / (Ckpe + Crast).
A partir daqui, por várias substituições de valores de teste, você pode obter o que procura. Assim, com a capacitância máxima do KPI, por exemplo, do Speedola = 360pF, precisamos obter a capacitância equivalente do KPI (do exemplo anterior = 34pF). Substituindo os valores de teste, encontramos 39pF.
indutores de RF(PDF e GPD). Esses indutores devem ser Atenção especial, já que muito depende de sua qualidade: sensibilidade do receptor, estabilidade de frequência do oscilador local, seletividade. E como mostra a experiência de comunicação nos fóruns, é a fabricação deles que causa as maiores dificuldades para os radioamadores iniciantes, porque. é improvável que seja possível obter (comprar) os mesmos quadros que os do autor, ou você desejará reconstruir o receptor para um intervalo diferente. Nesse caso, a presença de um medidor de indutância, pelo menos o prefixo mais simples, ajudaria muito.
Mas nós, como combinamos anteriormente, não temos nada além de um multímetro e um receptor de transmissão doméstico com banda de HF - um ou mais estendidos - não é crítico, tenho Ishim-003. Como, neste caso, escolher (calcular) e fazer bobinas corretamente?
Em primeiro lugar, deixe-me lembrá-lo que a frequência de ressonância do circuito é determinada pela conhecida fórmula de Thomson 
onde F é a frequência em MHz, L é a indutância em µH, C é a capacitância em pF
Para cada frequência ressonante, o produto L * C é um valor constante, sabendo que é fácil calcular L com C conhecido e vice-versa. Assim, para o meio das bandas amadoras, o produto L * C (μH * pF) é 28 MHz - 32,3, para 21 MHz - 57,4, para 14 MHz - 129,2, para 7 MHz - 517, para 3,5 MHz - 2068, para 1 ,8 MHz - 7400. A escolha de valores específicos de L e C é suficiente em certos limites arbitrário, mas na prática amadora existe uma boa regra testada pelo tempo - para a faixa de 28 MHz, tome uma indutância de cerca de 1 μH e uma capacitância, respectivamente, de cerca de 30 pF. Com a diminuição da frequência, aumentamos em proporção direta, igualmente, a capacitância do capacitor e a indutância da bobina. Portanto, para uma frequência de 7 MHz (circuito de entrada), são obtidos os valores recomendados de 120pF e 4,3 μH, e para 3,5 MHz (circuito GPA) 240 e 8,6 μH.
Mas, na prática, muitas vezes, em particular para o esquema em discussão, grandes variações de valores são aceitáveis - às vezes, sem um efeito perceptível na qualidade do trabalho. E muitas vezes, coisas bastante prosaicas se tornam o critério determinante:
O principal requisito para a seleção de bobinas acabadas é a presença de uma torneira (ou bobina de acoplamento) de 1/3 ... 1/4 (não crítica) parte das voltas. Então o “doador” do meu PPP foi o antigo “Sonata”. No GPA, instalei um circuito oscilador local KV-2 com indutância de 3,6 μH (26,5 voltas da bobina de loop e 8 voltas da bobina de comunicação), e no circuito de entrada instalei, na ausência de um um, uma bobina KV-4 com uma indutância de 1,2 μH (15 voltas com um tap de 3,5) - como você pode ver, este último está muito longe do ideal, e ainda assim esta solução é bastante eficiente e, como veremos abaixo, fornece a realização quase completa do potencial do mixer.
Mas o que um radioamador deve fazer se não tiver estoques “estratégicos” de bobinas prontas? Não há escolha - você deve fazê-los você mesmo, nos quadros disponíveis. Nós nos armamos com uma pinça e medimos o diâmetro, se houver seções - o diâmetro interno, a largura de uma seção e de uma só vez, o diâmetro das bochechas, então realizamos um exame externo do quadro - liso ou com nervuras (bobinas receptoras HF, núcleo 100NN ou bobinas IF de TVs) - bom para todas as bandas HF, seccionadas (heteródino SV, DV ou IF, núcleo 600НН) - os melhores resultados nas bandas baixas (160 e 80m). O cálculo do número de voltas da bobina é bastante simples.
Levando em conta o fato de que o núcleo de sintonia (na posição do meio) aumenta a indutância em cerca de 1,3-1,5 vezes (se ferrite) ou 1,2-1,3 vezes (carbonil 10 mm de comprimento - das bobinas IF de TVs antigas), o cálculo as voltas da bobina são realizadas por um número correspondente de vezes reduzido da indutância necessária. As fórmulas de cálculo são fornecidas em todos os livros de referência de rádio amador, mas geralmente é mais conveniente usar programas de cálculo especiais, por exemplo, é conveniente calcular uma bobina de camada única MISTURA 10 , BOBINA 32 , e para todos os tipos, incl. multicamadas - RTE.
A propósito, esses mesmos programas podem ser usados para determinar aproximadamente a indutância de uma bobina pronta de origem desconhecida. O procedimento é o mesmo - medimos a geometria da bobina (diâmetro, comprimento do enrolamento), contamos visualmente o número de voltas e substituímos esses dados no programa. Não se esqueça de multiplicar o resultado do cálculo pelo fator de aumento de indutância para o núcleo existente.
Obviamente, o erro na definição calculada da indutância pode ser bastante grande (até 30-40%), mas não tenha medo disso - neste estágio, é importante sabermos a ordem da indutância. Todo o resto, se necessário, pode ser facilmente corrigido no processo de criação da RFP.
Algumas palavras devem ser ditas sobre o GPA. Este PPP utiliza um circuito capacitivo de três pontos com um transistor T1 (Fig. 5.), conectado de acordo com o circuito OB. O circuito R1C5 desempenha as funções de estabilização de amplitude (gridlick), mas além dele, a mesma função de estabilização de amplitude (e de forma muito eficaz) é realizada pelo misturador de carga no VPD (o mesmo limitador de diodo bidirecional). Como resultado, ao escolher a relação das capacitâncias do POS reverso C8 / C7 dentro de 5-10 e um transistor de frequência suficientemente alta (Fgran>10F slave, no nosso caso esta condição é atendida, para KT312 Fgran>120MHz, para KT315 Fgran>250MHz), o GPA fornece geração estável e amplitude estável ao alterar a impedância característica do circuito, ou seja, relação L/C em uma faixa muito ampla, o que, de fato, nos dá a possibilidade de grande liberdade na escolha dos valoresde indutância ou capacitância.
Csum \u003d Spar + Skpe + Seq 7.8. Para o nosso caso, o cálculo dá C7=750, C8=4700pF.
Ressalto mais uma vez que o uso de CPI com dielétrico de ar nos fornecerá quase automaticamente uma estabilidade muito alta do GPA sem tomar medidas especiais de estabilização térmica. Então meu modelo PPP de 7 MHz, quando alimentado pela Krona, mantém a estação SSB por pelo menos meia hora sem uma mudança perceptível no timbre da voz do correspondente, ou seja, a instabilidade absoluta não é pior que 50-100 Hz!
Levando em consideração o fato de que a faixa que escolhemos é de banda bastante estreita, não há necessidade de uma reestruturação do circuito de entrada síncrono com o GPA, então simplificamos um pouco o circuito (veja a Fig. 5). E quando esta preparação preliminar estiver concluída, você poderá prosseguir com a instalação.
Para a prototipagem, é conveniente usar uma placa especialmente preparada para isso, o chamado “peixe”, que é um pedaço de folha de fibra de vidro unilateral ou getinax, cuja folha de cobre é cortada uniformemente por um cortador em pequenos quadrados (retângulos) com um tamanho de lado de 5-7 mm. Depois de limpá-lo para dar brilho com uma lixa fina, cubra-o com uma pequena camada de resina líquida ( solução de álcool) - e o "peixe" está pronto. Faz sentido gastar um pouco de esforço em sua fabricação, se você continuar se dedicando à engenharia de rádio, será útil mais de uma vez. A maquete mostrada na foto (Fig. 1) foi feita por mim nos meus tempos de estudante e vem servindo adequadamente há mais de um quarto de século, permitindo-me rapidamente e com o mínimo de trabalho para maquetes bastante grandes esquemas e desenhos. Durante a instalação, tentamos organizar as peças da mesma forma que no diagrama, garantindo a máxima distância possível entre as bobinas PDF e GPA. Fiquei um pouco ressegurado e para desacoplamento adicional desses circuitos, coloquei as bobinas na placa de ensaio em planos diferentes (a entrada é horizontal e o GPA é vertical), mas se a distância entre as bobinas for maior que 30-40mm ou elas são blindados, isso não é particularmente necessário.
Depois de montar as peças, verificamos cuidadosamente novamente a ausência de erros e conectamos a energia - uma bateria ou um acumulador. Um ruído de espectro pequeno, quase imperceptível e uniforme deve ser ouvido nos telefones, se um tom rouco e de baixa frequência for misturado com ele - evidência de captação direta com uma frequência de 50 Hz da rede, estamos procurando uma fonte de interferência perto do nosso layout e pelo menos na hora do ajuste nós o removemos. Então, quando o liguei pela primeira vez, havia um fundo perceptível, cuja fonte acabou sendo um transformador abaixador do ferro de solda localizado próximo, depois de transferi-lo da mesa para o chão, a interferência se tornou invisível. No futuro, ao transformar o PPP em um projeto finalizado, é altamente recomendável colocá-lo em uma caixa blindada (metal) e esses problemas desaparecerão em segundo plano. Estamos convencidos do desempenho geral do ULF tocando em qualquer um dos terminais da bobina do filtro passa-baixa L3 com o dedo. Um "rosnado" alto deve ser ouvido nos telefones. Verificamos os modos de alimentação CC - no emissor T3 (Fig. 6) deve haver uma tensão da ordem de 0,9-1,3V, que fornece o modo T2 ideal em termos de ruído. Se a tensão ultrapassar esses limites, alcançamos a seleção necessária de R2, levando em consideração que um aumento em sua resistência causa um aumento na tensão e vice-versa. O valor do resistor R5 define a corrente do estágio de saída, neste caso aproximadamente 2mA, o que é ideal quando os telefones estão conectados em paralelo, se você tiver uma conexão em série, é melhor aumentar esse resistor para 1-1,5 kOhm, ao mesmo tempo, isso aumentará ligeiramente a eficiência do PPP.
Em seguida, verificamos o GPA. Deve-se notar que a tensão no emissor do transistor T1 não precisa ser igual a 6-8V (conforme indicado na fonte original), mas pode estar em um circuito operando normalmente na faixa de 2 ao mesmo 6 -8V, por exemplo, no meu layout é cerca de 2,4B. Esse valor no caso geral depende de muitos fatores - o tipo de diodos do misturador, o transistor Kus, a profundidade do POS, o fator de qualidade do circuito, o coeficiente de inclusão do misturador no circuito, ou seja, o número de voltas da bobina de acoplamento ou a localização da derivação da bobina, os valores dos resistores nos circuitos de base e emissor, etc., etc.
Em outras fontes, ao descrever a configuração de misturadores semelhantes para VPDs com diodos de silício, recomenda-se fornecer tensão ao misturador com uma amplitude de aproximadamente 0,7 ... 1V - é bom que eles tenham algo para controlar isso - um voltímetro de RF ou um osciloscópio. Mas, em essência, todos esses são métodos de controle INDIRETO da configuração, embora em muitos aspectos corretos, mas muitas vezes longe do ÓTIMO, porque a tensão de abertura dos diodos difere significativamente não apenas para tipos diferentes(por exemplo, KD503 tem um dos mais altos, KD521 tem menos, KD522 tem ainda menos) mas também dentro do mesmo tipo. A configuração precisa e ideal do modo do mixer, no caso geral, fornecerá APENAS controle instrumental direto de DD e sensibilidade.
Claro, tudo isso pode ser muito interessante do ponto de vista da análise teórica, mas, felizmente, não há necessidade especial de nos preocuparmos com tudo isso, porque. para um mixer em um VPD, há uma maneira mais simples e bastante precisa de ajustar a tensão GPA necessária com DIRECT CONTROL usando meios literalmente improvisados do modo de operação do diodo, o que torna fácil e visivelmente garantir sua operação CLOSE ao ideal.
Para fazer isso, trocamos a saída esquerda (veja a Fig. 6) de um dos diodos para um circuito RC auxiliar. O resultado é um retificador de tensão GPA clássico com duplicação e uma carga aproximadamente equivalente a uma real para um misturador. Este tipo de “voltímetro de RF embutido” nos dá a oportunidade de realmente medir os modos de operação de diodos específicos de um GPA específico diretamente no circuito de operação. Ao conectar um multímetro ao resistor 0R1 no modo de medição de tensão CC para controle, selecionando o resistor R3, alcançamos uma tensão de 0,35-0,45V - esta será a tensão ideal para os diodos 1N4148, KD522.521. Se o KD503 for usado, a tensão ideal será maior - 0,4-0,5V. Aqui está toda a configuração. Soldamos a saída do diodo de volta ao lugar e removemos a corrente auxiliar.
Em seguida, passamos a determinar as frequências do GPA e ligá-las à faixa necessária. Aqui precisamos de um receptor de controle, que pode ser usado, como observado acima, para qualquer receptor que possa ser reparado (comunicação ou transmissão) que tenha pelo menos uma ampla ou várias bandas de HF estendidas - não críticas. Abaixo, na tabela para orientação, são dadas as frequências de operação das bandas de radiodifusão e amadoras. Como você pode ver, o mais próximo das bandas amadoras é a banda de transmissão de 41m, que em receptores reais geralmente cobre frequências abaixo de 7100 kHz, pelo menos até 7000 kHz.
tabela 1
As frequências de corte dos principaisKBgamas
Gamas | ||||
| nomes abreviados, m | Limites de frequência, MHz | Largura de banda, MHz. | fcp, MHz | Largura do intervalo relativo, % |
| KBbandas de transmissão | ||||
| 49 | 5,950 - 6,200 | 0,250 | 6,075 | 4,1 |
| 41 | 7,100 - 7,300 | 0,200 | 7,200 | 2,7 |
| 31 | 9,500 - 9,775
11,700 - 11,975 15,100 - 15,450 | 0,275 | 9,637 | 2,8 |
| 16 | 17,700 - 17,900 | 0,200 | 17,800 | 1.1 |
| 13 | 21,450 - 21,750 | 0,300 | 21,600 | 1,3 |
| 11 | 25,600 - 26,100 | 0,500 | 25,850 | 1,9 |
| KBbandas de rádio amador | ||||
| 160 | 1,8 0 0 - 2 , 00 0 | 0, 2 00 | 1,900 | 10,5 |
| 80 | 3,500 - 3, 80 0 | 0, 30 0 | 3, 650 | 8,2 |
| 40 | 7,000 - 7, 2 00 | 0, 2 00 | 7, 10 0 | 2,8 |
| 20 | 14,000 - 14,350 | 0,350 | 14,175 | 2,4 |
| 14 | 21,000 - 21,450 | 0,450 | 21,225 | 2,2 |
| 10 | 28,000 - 29,700 | 1,700 | 28,850 | 5,8 |
E isso é bastante adequado para nós, pois o GPA pode ser calibrado não apenas pela frequência fundamental, mas também pelos harmônicos mais próximos (2,3 e até superiores). Então para o nosso caso (GPA = 3500-3550 kHz), as frequências do GPA serão determinadas pelo 2º harmônico, que fica, respectivamente, na faixa de 7000-7100 kHz. Claro, a maneira mais fácil de calibrar é com um receptor de comunicação (especialmente com uma balança digital) ou um AM convertido (com um detector de tipo de mixagem embutido) transmitindo AM, como eu tenho Ishim-003. Se você não tiver um, mas apenas um receptor AM comum, é claro que pode tentar ouvir a presença de um poderoso portador de ouvido, como recomendado em algumas descrições, mas, francamente, essa atividade não é para os fracos de coração - é difícil de fazer mesmo procurando a frequência GPA principal, sem falar nos harmônicos. Portanto, não vamos sofrer - se o receptor de controle ama AM, vamos torná-lo AM! Para fazer isso (veja a Fig. 6), conectamos a saída ULF à entrada usando um auxiliar
capacitor 0C2 com capacidade de 10-22nF (não crítico), transformando assim nosso ULF em um gerador de baixa frequência, e o mixer agora executará (e com bastante eficácia!) As funções de um modulador AM com a mesma frequência que ouvimos em telefones. Agora a busca pela frequência de geração GPA será muito facilitada não só na frequência GPA principal, mas também em seus harmônicos. Eu verifiquei isso experimentalmente procurando primeiro a frequência fundamental (3,5 MHz) e seu segundo harmônico (7 MHz) no modo receptor de comunicação e depois no modo AM. O volume do sinal e a conveniência da busca são quase os mesmos, a única diferença é que no modo AM, devido à ampla largura de banda de modulação e largura de banda do FI, a precisão da determinação da frequência é um pouco menor (2- 3%), mas isso não é muito crítico, porque. se não houver escala digital, o erro total de medição de frequência será determinado pela precisão da escala mecânica do receptor de controle, e aqui o erro é muito maior (até 5-10%), portanto, ao calcular o GPA, nós fornecemos para a faixa de ajuste GPA com alguma margem.
O método de medição em si é simples. Conectamos uma extremidade de um pequeno pedaço de fio, por exemplo, uma das pontas de prova do multímetro, ao conector de antena externa do receptor de controle e simplesmente colocamos a outra extremidade ao lado da bobina do GPA ajustável. ajustando o botão KPE GPA para a posição de capacidade máxima, use o botão de sintonia do receptor para procurar um sinal de tom alto e determinar a frequência na escala do receptor. se a escala do receptor for calibrada em metros da onda de rádio, para converter para frequência em MHz, usamos a fórmula mais simples F=300/L (comprimento de onda em metros).
Então, quando liguei pela primeira vez, obtive a menor frequência de geração do GPA na faixa de 3120-3400 kHz (dependendo da posição do núcleo de sintonia), a partir do qual pode-se ver que é desejável para aumentar a frequência inicial em 10-12 por cento e, consequentemente, para isso é necessário reduzir a capacitância do circuito em 20-24%. A maneira mais fácil de fazer isso é definir C8 para 620pF. Após esta substituição, construindo o núcleo da bobina, facilmente direcionamos a faixa de sintonia GPA para a necessária (3490-3565 kHz), que corresponde à recepção nas frequências de 6980-7130 kHz. Em seguida, conectamos a antena, colocamos o botão KPI na posição intermediária, ou seja, no meio da faixa de operação, e movendo o núcleo da bobina L1 ajustamos o circuito de entrada ao máximo de ruído e sinais de éter. Se for observada uma diminuição do ruído durante a rotação do núcleo após atingir o máximo, isso indica que o circuito de entrada está configurado corretamente, retornamos o núcleo à posição máxima e podemos começar a procurar estações SSB amadoras e testar a escuta para para avaliar a qualidade do PPP. Se a rotação do núcleo (em ambas as direções) não conseguir fixar um máximo claro, ou seja, o sinal continua a crescer, nosso circuito está configurado incorretamente e um capacitor precisará ser selecionado. Portanto, se o sinal continuar a aumentar quando o núcleo for completamente desaparafusado, a capacitância do circuito C2 deve ser reduzida, como regra (se o cálculo preliminar da bobina for realizado sem erros), basta definir o próximo valor mais próximo - na minha versão é 390pF. E novamente verificamos a possibilidade de ajustar o circuito de entrada para ressonância. Por outro lado, se o sinal continuar a diminuir quando o núcleo for completamente desaparafusado, a capacitância do circuito C2 deve ser aumentada.
Análise de resultados de testes de PPP e sua modernização. Como observado acima, a primeira audição do SPT no ar mostrou que
1. O som acabou sendo uma espécie de zumbido, preso ao longo do espectro e muito desagradável ao ouvido.
2. A conexão de uma antena IFR suficientemente grande causa interferência devido à detecção AM direta de sinais fortes de estações de transmissão localizadas em frequência próxima à banda amadora.
Vamos analisar as causas e soluções desses problemas na ordem listada acima. E aqui temos apenas os parâmetros do transistor obtidos durante a preparação preliminar.
Vejamos a fig. 7, que mostra o circuito equivalente da parte emissora do estágio de saída ULF. Como você pode ver, a resistência do emissor Re3 do transistor T3 está conectada em série com o capacitor C10 e eles formam um circuito de correção de RF clássico, ou seja, um circuito HPF equivalente - suprimindo baixas frequências com uma frequência de corte Fcp = 1 / (6,28 * Re3 * C10). O valor da resistência do emissor Re3 do transistor T3 \u003d 0,026 / 0,002 \u003d 13 ohms e, consequentemente, a frequência de corte do circuito de correção de RF do estágio de saída Fav \u003d 2,6 kHz !!! Aqui está a segunda razão para o espectro “espremido” de baixo. Se a corrente do coletor T3 for menor (para a opção com a conexão em série de telefones - 1 mA, ou seja, resistor R5 = 1,2-1,5 kOhm), então Fav = 1,3 kHz, o que ainda dá um valor extremamente inaceitável. Deve-se notar que em um circuito real, um efeito perceptível deste circuito no bloqueio da resposta de frequência de baixo com Vst relativamente pequeno do transistor T3 (menos de 70-100) afeta frequências mais baixas - de cerca de 500-600Hz. Mas assim que aumentarmos o valor efetivo do Vst do transistor T3 (introduzimos um seguidor de emissor adicional na entrada de T3 - veja a descrição da melhoria abaixo), ele aparecerá em toda a sua glória, ou seja, o o bloqueio de baixa frequência com uma inclinação de -6dB estará em toda a faixa até a frequência de corte de 2,6 kHz. Portanto, para que a parte inferior da resposta em frequência do SPP não dependa dos modos de operação dos transistores e seus parâmetros, a capacitância C10 deve ser aumentada em 10-20 vezes, ou seja, escolha 47-100uF.A audição de teste mostrou que o nível de ruído próprio do PPP é muito baixo - o ruído é quase inaudível. E isso significa que temos a oportunidade de aumentar o ganho geral do ULF pelo menos várias vezes - a um nível em que o ruído inerente do SPP ouvido nos telefones não atinge o limiar de desconforto - ao trabalhar com telefones, de acordo com o autor, este nível é de aproximadamente 15-20mV. Análise teórica mostra que o ganho de tensão do nosso circuito ULF (dois estágios com OE com conexão galvânica entre si) na primeira aproximação Cus = (Vst3 * Rtelef * Ik2) / 0,026, ou seja, depende principalmente apenas da corrente de coletor do primeiro estágio , coeficiente estático amplificação da corrente do transistor T3 do segundo estágio e da resistência dos fones (e, por mais estranho que pareça, praticamente não depende do Vst do transistor T2 do estágio de entrada). Destes três componentes da fórmula, dois são bastante rígidos. Ik2 \u003d 0,5-0,9 mA é determinado pela condição para obter o ruído mínimo do primeiro estágio, Rtel - também não pode ser alterado (supõe-se que os telefones já estejam conectados por cápsulas em série).
A única opção que resta é aumentar o Vst. Mas como? O autor, com muita dificuldade, tendo passado por uma boa dúzia de MP-NIS (que costumam ter Vst = 30-50), encontrou um MP41A com Vst = 110 (pode-se dizer exclusivo), mas precisamos de um ainda maior, a cada 5-7, Vst?
A solução é bastante simples - coloque um seguidor de emissor na entrada do segundo estágio. Nesse caso, o Vst total \u003d o produto de Vst3 * Vst4 e mesmo com transistores com um Vst mínimo \u003d 30, o Vst total \u003d 900 é mais que suficiente. Como resultado, devido a uma pequena complicação do circuito (adicionado um transistor e um resistor), aumentamos o Kus em várias (na minha versão -5-7) vezes e ao mesmo tempo tivemos a oportunidade de usar QUALQUER transistor SERVÍVEL em o ULF, sem seleção preliminar por Vst, com boa repetibilidade de resultados.
O ajuste operacional do nível do sinal de entrada, ou seja, de fato, o acoplamento do receptor DD com os sinais DD no ar, é mais fácil de implementar usando um potenciômetro comum de 10-22 kOhm conectado entre a antena e o circuito de entrada.
O mesmo potenciômetro executa efetivamente as funções de controle de volume. Agora não há interferência de AM (mesmo com o pré-seletor de circuito único de baixa qualidade mais simples!) E você pode ouvir toda a faixa até a frequência da própria emissora. O truque é que agora a amplificação do caminho de baixa frequência é tal que, quando uma antena de tamanho normal é conectada, o usuário do PPP é simplesmente forçado, a fim de economizar seus ouvidos, a reduzir o nível do sinal de entrada da antena (volume ) e, portanto, o nível de interferência que entra no misturador. Em princípio, na presença de uma antena grande, seria possível colocar imediatamente um atenuador não comutável de 10 a 20dB, mas não fiz isso porque. é muito provável que nossa PPP, por sua economia e fornecimento autônomo de energia, encontre sua aplicação em condições não estacionárias, por exemplo, ao sair para a natureza, com uma antena aleatória ou apenas um pedaço de fio, e depois sua sensibilidade aumentada não será supérflua.
Quando o PPP é alimentado por uma bateria Krona ou uma bateria, à medida que são descarregadas, a tensão de alimentação diminuirá de 9,4 para 6,5-7V, o receptor permanecerá operacional, mas a faixa de sintonia GPA mudará visivelmente. Se você planeja equipar este projeto PPP com uma balança mecânica suficientemente precisa, faz sentido garantir a estabilização do modo de operação GPA. Ao contrário das soluções típicas que utilizam estabilizadores de tensão (elementos integrados ou discretos), que consomem corrente adicional para suas necessidades, nós, para manter a eficiência do PPP, utilizaremos o regulador de corrente GPA (e de fato a corrente de coletor do transistor T1 ) sobre transistor de efeito de campo T5 (é possível usar quase todos os dispositivos de campo da série KP302.303.307, que tenham uma corrente de dreno inicial de pelo menos 2-3mA).
A tensão de saída do GPA agora é ajustada selecionando o resistor R9, que é convenientemente substituído por um aparador de 3,3-4,7 kOhm para o momento do ajuste. Depois de definir a tensão GPA ideal, medimos o valor de resistência resultante e definimos uma constante do valor nominal mais próximo.
Após realizar os ajustes acima no esquema, o som do PPP adquiriu uma tonalidade natural e natural e ficou mais confortável para ouvir a transmissão.
As medições instrumentais subsequentes mostraram que a sensibilidade (em s / w = 10dB) é de aproximadamente 1,5-1,6 μV, ou seja, o nível de ruído reduzido é de aproximadamente 0,5-0,55 μV. O nível de ruído total na saída PPP é 12,5-13mV. Total Kus mais de 20 mil. O nível do sinal é de 30% AM em uma dessintonização de 50 kHz, criando interferência (devido à detecção direta de AM) em um nível de ruído da ordem de 10-11 mV, ou seja, nosso receptor DD2 acabou não sendo pior que 86 dB - um excelente resultado, ao nível das potencialidades do misturador no VPD ! Para comparação, o agora popular SPP baseado em 174XA2 tem um DD2 de apenas 45-50dB.
Conclusão. Como você pode ver, não, acabou sendo tão simples, esse PPP simples. Mas a técnica PPP é muito democrática (por isso é gloriosa) e permite meios simples, literalmente improvisados, de fabricar e sintonizar em casa, mesmo para radioamadores iniciantes, projetos muito decentes em termos de parâmetros. E, honestamente, há muito tempo não recebia tanto prazer e satisfação criativa como nos quatro dias em que estive empenhado em montar e arrecadar o "rake" deste PPP. Para ser justo, deve-se notar que em projetos PPP semelhantes subsequentes (em três transistores) de RA3AAE, por exemplo, no último [6], não existem tais problemas, bem, exceto talvez em Vst alto (o que é muito provavelmente para o KT3102), a carga do filtro passa-baixa é alta, porque se o som PPP acabar "tocando" - como ele é tratado, espero que você saiba agora.
,Estou construindo um PPP simples
Recentemente, meu filho de oito anos resolveu "juntar o ferro de solda" e me pediu para fazer uma espécie de receptor com ele. Levando em conta o fato de que em casa dos dispositivos - apenas um multímetro digital chinês, minha escolha recaiu no já lendário PPP V.T. Polyakov. Já fiz este receiver nos anos 80, e deixou apenas lembranças agradáveis. Mas naqueles anos eu não tinha experiência, nem instrumentos normais e, é claro, nenhuma medição instrumental foi realizada - funcionou e tudo bem. E agora foi difícil resistir à tentação de repetir esse design e testá-lo com dispositivos, mas o principal é comparar seu som com o meu PPPao trabalhar na mesma área de trabalho na mesma antena (fios de 10-12m a uma altura de 10-12m) na banda de 40m - o mais difícil para IFR em termos de interferência, porque estações de rádio de transmissão poderosas estão muito próximas em freqüência e se o receptor funcionar bem nesta faixa, funcionará sem problemas em todos os outros. Além disso, eu estava interessado na variante PPP especificamente em transistores de germânio (embora já desatualizados - mas muitos radioamadores os têm desde tempos imemoriais em uma mesa de cabeceira meio balde cada), porque. o autor já se encontrou várias vezes com colegas que supostamente fornecem sonoridade mais suave de receptores ou apenas ULF. E agora, sem muita pressa, em duas noites, meu filho (sob minha estrita orientação) soldou o receptor, verificou os modos, mais alguns minutos para ajustar o GPA e, com a respiração suspensa, conectamos a antena (Fig. 1 ).
Infelizmente, é noite (foi em fevereiro, 22-00, horário de Moscou), praticamente não há passagem e apenas assobios ensurdecedores, ruídos e ... uma emissora chinesa são ouvidas nos fones de ouvido em todo o alcance. De manhã, antes de sair para o trabalho, ligamos novamente o PPP. A passagem era boa, as estações amadoras soavam altas e às vezes ensurdecedoras, mas o som era de alguma forma ressoante, preso ao longo do espectro e muito desagradável ao ouvido. E novamente, quase em todo o alcance, a referida emissora foi ouvida, embora muito mais silenciosa. A decepção do menino não tinha limites, e eu tinha uma necessidade urgente de analisar cuidadosamente isso, em geral, design simples e procurar maneiras de configurá-lo de maneira ideal em casa, de fato, tendo apenas um testador barato e um receptor de transmissão convencional (neste caso, ISHIM-003) como controle, bem como possíveis formas de melhorar os principais parâmetros.
A julgar pelas mensagens que aparecem de tempos em tempos em vários fóruns, um grande número de radioamadores iniciantes enfrenta problemas semelhantes. Como resultado dessas reflexões, surgiu este artigo, cuja principal tarefa é contar em detalhes a um radioamador iniciante como fazer e configurar corretamente um PPP simples em casa.
Então, vamos começar. Tendo em vista que dos instrumentos de medição temos apenas um multímetro digital chinês DT-830V, para configurar o circuito de maneira ideal e entender corretamente os processos que ocorrem nele, precisamos realizar uma preparação preliminar e tentar obter o máximo de informações possível sobre os parâmetros das partes principais (isso, como veremos mais adiante, no futuro, será muito útil para analisarmos o funcionamento do circuito e encontrar maneiras de melhorar sua operação). Prosseguimos com a seleção dos principais detalhes.
1. Transistores. Conforme indicado na descrição, quase todos os transistores p-p-p de baixa frequência são adequados para um amplificador de baixa frequência. É desejável, no entanto, que V3 seja de baixo ruído (P27A, P28, MP39B), e o coeficiente de transferência de corrente de ambos os transistores seja de pelo menos 50-60. .2) e selecione os necessários nas cópias disponíveis. Deve-se notar que os resultados dessas medições devem ser tratados como indicativos, pois é possível um grande erro, especialmente para transistores de germânio. Uma característica deste modo para o multímetro DT-830V (e similares chineses) é que a medição é realizada quando uma corrente fixa de 10 μA é aplicada à base. algumas instâncias de transistores de germânio podem ter uma corrente reversa de base de coletor comparável, o que leva a uma superestimação proporcional das leituras. Mas no nosso caso não é crítico.
2. Diodos para o misturador podem ser qualquer silício de alta frequência da série KD503.509, 512, 521.522, mas o 1N4148 importado e similares são melhores. Eles são acessíveis e baratos (US $ 0,01), mas a principal vantagem é uma dispersão significativamente menor de parâmetros em comparação com os domésticos. É aconselhável pegá-los em par, embora por resistência direta, ligando o multímetro DT-830V no modo de continuidade de diodo. A foto (Fig. 3) mostra o resultado da verificação e seleção de mais de cinquenta diodos 1N4148. Como você pode ver, sua propagação em resistência direta é extremamente pequena, o que, aliás, permite que sejam recomendados com segurança para a construção de misturadores multidiodos. Para comparação, para pegar um par de KD522 doméstico com valores mais ou menos próximos, tive que passar por umas boas 2 dúzias de diodos.
3. O KPI pode ser qualquer coisa, mas sempre com um dielétrico de ar, caso contrário será difícil obter uma estabilidade GPA aceitável. Os KPIs de blocos VHF de antigos receptores industriais (Fig. 4), que ainda são frequentemente encontrados em nossos mercados de rádio, são muito convenientes. Eles têm um turner 1:3 embutido, o que torna muito mais fácil sintonizar uma estação SSB. Ao conectar ambas as seções em paralelo, obtemos uma capacitância de aproximadamente 8-34pF.
Para fins de definição, partiremos do fato de termos esse KPI. Se a capacitância máxima do seu KPI for diferente, é fácil trazê-la para a necessária incluindo um capacitor de alongamento de 39-51pF em série.
O cálculo de um capacitor de tração é bastante simples. A capacitância total ou equivalente de capacitores conectados em série Cekv = (Skpe * Crast) / (Ckpe + Crast).
A partir daqui, por várias substituições de valores de teste, você pode obter o que procura. Assim, com a capacitância máxima do KPI, por exemplo, do Speedola = 360pF, precisamos obter a capacitância equivalente do KPI (do exemplo anterior = 34pF). Substituindo os valores de teste, encontramos 39pF.
4. Fones de ouvido eletromagnéticos, necessariamente de alta resistência (com bobinas de eletroímãs com indutância de aproximadamente 0,5H e resistência CC de 1500 ... 2200 Ohms), por exemplo, tipo TON-1, TON-2, TON-2m, TA-4, TA- 56m. Quando conectados em série, ou seja, "+" de um está conectado ao "-" do outro, eles têm uma resistência total para corrente contínua de 3,2-4,4 kOhm, para corrente alternada, aproximadamente 10-12 kOhm na frequência de 1 kHz . Então eles estão incluídos no esquema IFR original do RA3AAE, então faz sentido deixá-los. Na minha versão, os telefones TON-2 são conectados em paralelo, o que possibilitou ao mesmo tempo obter muito volume durante a operação do Radio-76, já que a resistência é 4 vezes menor (ambos em corrente contínua 800-1,1 kOhm e em corrente alternada - cerca de 3,5-4 kOhm), o que, consequentemente, proporcionou um aumento de 4 vezes na potência de saída. Não mudei mais para conexão serial - não é crítico, mas como a experiência mostrou, o volume resultante ainda é excessivo e é melhor, para este PPP, aplicar a conexão serial de telefones.
5. Indutor LPF. Conforme indicado no artigo, a bobina do filtro passa-baixa L3 com indutância de 100 mH é enrolada em um circuito magnético K18X8X5 feito de ferrita 2000NN e contém 250 voltas de fio PELSHO 0,1-0,15. Você pode usar o circuito magnético K10X7X5 da mesma ferrita, aumentando o número de voltas para 300, ou K18X8X5 da ferrita 1500NM ou 3000NM (neste caso, o enrolamento deve consistir em 290 e 200 voltas, respectivamente). Você também pode usar um pré-fabricado adequado, por exemplo, usando metade do enrolamento primário do transformador de saída de receptores de transistor de pequeno porte ou um dos enrolamentos das cabeças magnéticas universais de um gravador de fita cassete. Usei uma bobina pronta para 105 mGot de um filtro passa-baixa industrial desmontado D3.4. Em casos extremos, a bobina do filtro pode ser substituída por um resistor com resistência de 1-1,3 kOhm. Mas ainda assim, é melhor evitar isso, porque a seletividade e a sensibilidade do receptor já não são muito altas e se deteriorarão visivelmente.
6. HF para indutores (PDF e GPD). Atenção especial deve ser dada a esses indutores, pois muito depende de sua qualidade: sensibilidade do receptor, estabilidade da frequência do oscilador local, seletividade. E como mostra a experiência de comunicação nos fóruns, é a fabricação deles que causa as maiores dificuldades para os radioamadores iniciantes, porque. é improvável que seja possível obter (comprar) os mesmos quadros que os do autor, ou você desejará reconstruir o receptor para um intervalo diferente. Neste caso, a presença de um medidor de indutância, pelo menos o prefixo mais simples, ajudaria muito.
mas nós, como combinamos anteriormente, não temos nada além de um multímetro e um receptor de transmissão doméstico com uma banda de HF - um ou mais estendidos - não é crítico, tenho Ishim-003. Como, neste caso, escolher (calcular) e fazer bobinas corretamente?
Em primeiro lugar, deixe-me lembrá-lo que a frequência de ressonância do circuito é determinada pela conhecida fórmula de Thomson
Onde F é a frequência em MHz, L - indutância em μH, C - capacitância em pF
Para cada frequência ressonante, o produto L * C é um valor constante, sabendo que é fácil calcular L com C conhecido e vice-versa. Assim, para o meio das bandas amadoras, o produto L * C (μH * pF) é 28 MHz - 32,3, para 21 MHz - 57,4, para 14 MHz - 129,2, para 7 MHz - 517, para 3,5 MHz - 2068, para 1,8 MHz - 7400. A escolha de valores específicos de L e C é bastante arbitrária dentro de certos limites, mas na prática amadora existe uma boa regra testada pelo tempo - para a faixa de 28 MHz, tome uma indutância de cerca de 1 μH, e uma capacitância, respectivamente, de aproximadamente 30pF. Com a diminuição da frequência, aumentamos em proporção direta, igualmente, a capacitância do capacitor e a indutância da bobina. Portanto, para uma frequência de 7 MHz (circuito de entrada), são obtidos os valores recomendados de 120pF e 4,3 μH, e para 3,5 MHz (circuito GPA) 240 e 8,6 μH.
Mas, na prática, muitas vezes, em particular para o esquema em discussão, grandes variações de valores são aceitáveis - às vezes, sem um efeito perceptível na qualidade do trabalho. E muitas vezes, coisas bastante prosaicas se tornam o critério determinante:
1. Disponibilidade de bobinas prontas com indutância próxima aos valores requeridos. Como regra, um par de receptores velhos e quebrados estão espalhados "na mesa de cabeceira" de um radioamador, servindo como "doadores" e fornecedores de peças para novos projetos, incl. e bobinas, muitas das quais podem caber em forma acabada, sem alterações, para o nosso receptor. Como não temos a oportunidade de medir a indutância, podemos procurar dados de referência - mais realisticamente, em livros de referência sobre equipamentos domésticos, produzidos anteriormente em grandes quantidades. Agora, existem mecanismos de pesquisa muito eficazes na Internet, portanto, não é um problema encontrar esses diretórios em formato eletrônico.
O principal requisito para a seleção de bobinas acabadas é a presença de uma torneira (ou bobina de acoplamento) de 1/3 ... 1/4 (não crítica) parte das voltas. Então o "doador" do meu PPP foi o antigo "Sonata". No GPA, instalei um circuito oscilador local KV-2 com indutância de 3,6 μH (26,5 voltas da bobina de loop e 8 voltas da bobina de comunicação), e no circuito de entrada instalei, na ausência de um um, uma bobina KV-4 com uma indutância de 1,2 μH (15 voltas com tap de 3,5) - como você pode ver, este último está muito longe do ideal, e ainda assim esta solução é bastante eficiente e, como veremos abaixo , fornece a realização quase completa do potencial do mixer.
2. outro critério é a escolha da capacitância do circuito para fornecer a faixa de sintonia necessária com o KPI disponível. O cálculo é bem simples. largura de banda relativa, por exemplo 7 MHz, com uma pequena margem nas bordas = (7120-6980)/7050=0,02 ou 2%. Para fazer isso, a capacitância do loop deve ser reconstruída por um valor duplo, ou seja, 4% (do valor de 240pF), que é apenas 9,6pF, o que não é muito conveniente na implementação prática, porque mesmo para um KPI VHF de baixa capacidade e com uma seção ativa, é necessário ligar um capacitor de alongamento, mas que tal ligar KPIs padrão com capacitância máxima de 270-360pF? Portanto, vamos do oposto - a reestruturação da capacitância 34pF-8pF \u003d 26 pF é de 4%, portanto, a capacitância total do circuito é de 650pF. Neste caso, a indutância é de 3,2 μH. Vamos colocar a bobina que temos, que tem uma indutância passaporte de 3,6 μH (com a posição central do núcleo), baseada na possibilidade de ajuste fino da indutância movendo este núcleo.
Mas o que um radioamador deve fazer se não tiver estoques "estratégicos" de bobinas prontas? Não há escolha - você deve fazê-los você mesmo, nos quadros disponíveis. Nós nos armamos com uma pinça e medimos o diâmetro, se houver seções - o diâmetro interno, a largura de uma seção e de uma só vez, o diâmetro das bochechas, então realizamos um exame externo do quadro - liso ou com nervuras (bobinas receptoras HF, núcleo 100NN ou bobinas IF de TVs) - bom para todas as bandas HF, seccionadas (heteródino SV, DV ou IF, núcleo 600НН) - os melhores resultados nas bandas baixas (160 e 80m). O cálculo do número de voltas da bobina é bastante simples.
Levando em conta o fato de que o núcleo de sintonia (na posição do meio) aumenta a indutância em cerca de 1,3-1,5 vezes (se ferrite) ou 1,2-1,3 vezes (carbonil 10 mm de comprimento - das bobinas IF de TVs antigas), o cálculo as voltas da bobina são realizadas por um número correspondente de vezes reduzido da indutância necessária. As fórmulas de cálculo são fornecidas em todos os livros de referência de rádio amador, mas geralmente é mais conveniente usar programas de cálculo especiais, por exemplo, MIX10, Kontur32 é conveniente para calcular uma bobina de camada única e para todos os tipos, incl. multicamadas - RTE.
A propósito, esses mesmos programas podem ser usados para determinar aproximadamente a indutância de uma bobina pronta de origem desconhecida. O procedimento é o mesmo - medimos a geometria da bobina (diâmetro, comprimento do enrolamento), contamos visualmente o número de voltas e substituímos esses dados no programa. Não se esqueça de multiplicar o resultado do cálculo pelo fator de aumento de indutância para o núcleo existente.
Obviamente, o erro na definição calculada da indutância pode ser bastante grande (até 30-40%), mas não tenha medo disso - neste estágio, é importante sabermos a ordem da indutância. Todo o resto, se necessário, pode ser facilmente corrigido no processo de criação da RFP.
Algumas palavras devem ser ditas sobre o GPA. Este PPP utiliza um circuito capacitivo de três pontos com um transistor T1 (Fig. 5.), conectado de acordo com o circuito OB. Corrente R 1 C 5 executa as funções de estabilização de amplitude (gridlick), mas além disso, a mesma função de estabilização de amplitude (e de forma muito eficaz) é executada pelo misturador de carga no VPD (o mesmo limitador de diodo de dois lados). Como resultado, ao escolher a relação das capacitâncias do POS reverso C8 / C7 dentro de 5-10 e um transistor de alta frequência suficientemente ( F grande>10 F escravo, no nosso caso esta condição é atendida, para KT312 F gran>120MHz, para KT315 F limite > 250 MHz), GPA fornece geração estável e amplitude estável ao alterar a impedância característica do circuito, ou seja, índices L/C em uma faixa muito ampla, o que, de fato, nos dá a possibilidade de grande liberdade na escolha dos valores de indutância ou capacitância.
Csum \u003d Spar + Skpe + Seq 7.8. Para o nosso caso, o cálculo dá C7=750, C8=4700pF.
Ressalto mais uma vez que o uso de CPI com dielétrico de ar nos fornecerá quase automaticamente uma estabilidade muito alta do GPA sem tomar medidas especiais de estabilização térmica. Então meu modelo PPP de 7 MHz, quando alimentado por Krona, mantém a estação SSB por pelo menos meia hora sem uma mudança perceptível no timbre da voz do correspondente, ou seja, instabilidade absoluta não é pior que 50-100 Hz!
Levando em consideração o fato de que a faixa que escolhemos é de banda bastante estreita, não há necessidade de uma reestruturação do circuito de entrada síncrono com o GPA, então simplificamos um pouco o circuito (veja a Fig. 5). E quando esta preparação preliminar estiver concluída, você poderá prosseguir com a instalação.
Para a prototipagem, é conveniente usar uma placa especialmente preparada para isso, o chamado "peixe", que é um pedaço de folha de fibra de vidro de um lado ou getinax, cuja folha de cobre é cortada uniformemente por um cortador em pequenos quadrados (retângulos) com um tamanho de lado de 5-7 mm. Depois de limpá-lo com uma lixa fina, cobri-lo com uma pequena camada de resina líquida (solução alcoólica) - e o "peixe" está pronto. Faz sentido gastar um pouco de esforço em sua fabricação, se você continuar se dedicando à engenharia de rádio, será útil mais de uma vez. A maquete mostrada na foto (Fig. 1) foi feita por mim nos meus tempos de estudante e vem servindo adequadamente há mais de um quarto de século, permitindo-me rapidamente e com o mínimo de trabalho para maquetes bastante grandes esquemas e desenhos. Durante a instalação, tentamos organizar as peças da mesma forma que no diagrama, garantindo a máxima distância possível entre as bobinas PDF e GPA. Fiquei um pouco ressegurado e para desacoplamento adicional desses circuitos, coloquei as bobinas na placa de ensaio em planos diferentes (a entrada é horizontal e o GPA é vertical), mas se a distância entre as bobinas for maior que 30-40mm ou elas são blindados, isso não é particularmente necessário.
Estabelecimento de um PPP . Depois de montar as peças, verificamos cuidadosamente novamente a ausência de erros e conectamos a energia - uma bateria ou um acumulador.Nos telefones, um ruído de espectro pequeno, quase imperceptível e uniforme deve ser ouvido, se uma sombra rouca e de baixa frequência for misturada a ele - evidência de captação direta a uma frequência de 50 Hz da rede, estamos procurando uma fonte de interferência perto do nosso layout e pelo menos na hora da afinação nós a removemos. Então, quando o liguei pela primeira vez, havia um fundo perceptível, cuja fonte acabou sendo um transformador abaixador do ferro de solda localizado próximo, depois de transferi-lo da mesa para o chão, a interferência se tornou invisível. No futuro, ao transformar o PPP em um projeto finalizado, é altamente recomendável colocá-lo em uma caixa blindada (metal) e esses problemas desaparecerão em segundo plano. Estamos convencidos do desempenho geral do ULF tocando em qualquer um dos terminais da bobina passa-baixa com o dedo L3. Um "rosnado" alto deve ser ouvido nos telefones. Verificamos os modos de alimentação CC - no emissor T3 (Fig. 6) deve haver uma tensão da ordem de 0,9-1,3V, que fornece o modo T2 ideal em termos de ruído. Se a tensão ultrapassar esses limites, alcançamos a seleção necessária R2 levando em consideração o fato de que um aumento em sua resistência causa um aumento na tensão e vice-versa. Valor do resistor R 5 define a corrente do estágio de saída, neste caso aproximadamente 2mA, o que é ideal quando os telefones estão conectados em paralelo, se você tiver uma conexão serial, é melhor aumentar esse resistor para 1-1,5 kOhm, ao mesmo tempo isso aumentará ligeiramente a eficiência da PPP.
Em seguida, verificamos o GPA. Deve-se notar que a tensão no emissor do transistor T1 não precisa ser igual a 6-8V (conforme indicado na fonte original), e talvez em um circuito funcionando normalmente variando de 2 para os mesmos 6-8V, por exemplo, no meu layout é cerca de 2,4V. Esse valor no caso geral depende de muitos fatores - o tipo de diodos do misturador, o transistor Kus, a profundidade do POS, o fator de qualidade do circuito, o coeficiente de inclusão do misturador no circuito, ou seja, o número de voltas da bobina de acoplamento ou a localização da derivação da bobina, os valores dos resistores nos circuitos de base e emissor, etc., etc. ...
Em outras fontes, ao descrever as configurações de mixers semelhantes para VPDs com diodos de silício, recomenda-se fornecer tensão ao mixer com uma amplitude de aproximadamente 0,7 ... 1V - é bom que eles tenham algo para controlar isso - um voltímetro de RF ou um osciloscópio. Mas, em essência, todos esses são métodos de controle INDIRETO da configuração, embora em muitos aspectos corretos, mas muitas vezes longe do ÓTIMO, porque a tensão de abertura dos diodos difere significativamente não apenas para diferentes tipos (por exemplo, KD503 tem um dos mais alto, KD521 tem menos, KD522 tem ainda menos), mas também dentro do mesmo tipo. A configuração precisa e ideal do modo do mixer, no caso geral, fornecerá APENAS controle instrumental direto de DD e sensibilidade.
Claro, tudo isso pode ser muito interessante do ponto de vista da análise teórica, mas, felizmente, não há necessidade especial de nos preocuparmos com tudo isso, porque. para um mixer em um VPD, há uma maneira mais simples e bastante precisa de ajustar a tensão GPA necessária com DIRECT CONTROL usando meios literalmente improvisados do modo de operação do diodo, o que torna fácil e visivelmente garantir sua operação CLOSE ao ideal.
Para fazer isso, alternamos a saída esquerda (veja a Fig. 6) de um dos diodos para o auxiliar RC corrente. O resultado é um retificador de tensão GPA clássico com duplicação e uma carga aproximadamente equivalente a uma real para um misturador. Este tipo de “voltímetro de RF embutido” nos dá a oportunidade de realmente medir os modos de operação de diodos específicos de um GPA específico diretamente no circuito de operação. Conectado para controle ao resistor 0 R 1 multímetro no modo de medição de tensão DC, seleção de resistor R 3 atingimos uma tensão de 0,35-0,45V - esta será a tensão ideal para os diodos 1 N 4148, KD522.521. Se o KD503 for usado, a tensão ideal será maior - 0,4-0,5V. Aqui está toda a configuração. Soldamos a saída do diodo de volta ao lugar e removemos a corrente auxiliar.
Em seguida, passamos a determinar as frequências do GPA e ligá-las à faixa necessária. Aqui precisamos de um receptor de controle, que pode ser usado, como observado acima, para qualquer receptor que possa ser reparado (comunicação ou transmissão) que tenha pelo menos uma ampla ou várias bandas de HF estendidas - não críticas. Abaixo, na tabela para orientação, são dadas as frequências de operação das bandas de radiodifusão e amadoras. Como você pode ver, o mais próximo das bandas amadoras é a banda de transmissão de 41m, que em receptores reais geralmente cobre frequências abaixo de 7100 kHz, pelo menos até 7000 kHz.
tabela 1
As frequências de corte dos principais Bandas KB
Gamas |
||||
|
nomes abreviados, m |
Limites de frequência, MHz |
Largura de banda, MHz. |
fcp, MHz |
Largura do intervalo relativo, % |
|
KB bandas de transmissão |
||||
|
49 |
5,950 - 6,200 |
0,250 |
6,075 |
4,1 |
|
41 |
7,100 - 7,300 |
0,200 |
7,200 |
2,7 |
|
31 25 19 |
9,500 - 9,775 11,700 - 11,975 15,100 - 15,450 |
0,275 0,275 0,350 |
9,637 11,837 15,275 |
2,8 2,3 2,9 |
|
16 |
17,700 - 17,900 |
0,200 |
17,800 |
1.1 |
|
13 |
21,450 - 21,750 |
0,300 |
21,600 |
1,3 |
|
11 |
25,600 - 26,100 |
0,500 |
25,850 |
1,9 |
|
KB bandas de rádio amador |
||||
|
160 |
1,8 0 0 - 2 , 00 0 |
0, 2 00 |
1,900 |
10,5 |
|
80 |
3,500 - 3, 80 0 |
0, 30 0 |
3, 650 |
8,2 |
|
40 |
7,000 - 7, 2 00 |
0, 2 00 |
7, 10 0 |
2,8 |
|
20 |
14,000 - 14,350 |
0,350 |
14,175 |
2,4 |
|
14 |
21,000 - 21,450 |
0,450 |
21,225 |
2,2 |
|
10 |
28,000 - 29,700 |
1,700 |
28,850 |
5,8 |
E isso é bastante adequado para nós, pois o GPA pode ser calibrado não apenas pela frequência fundamental, mas também pelos harmônicos mais próximos (2,3 e até superiores). Então para o nosso caso (GPA = 3500-3550 kHz), as frequências do GPA serão determinadas pelo 2º harmônico, que fica, respectivamente, na faixa de 7000-7100 kHz. Claro, a maneira mais fácil de calibrar é com um receptor de comunicação (especialmente com uma balança digital) ou um AM convertido (com um detector de tipo de mixagem embutido) transmitindo AM, como eu tenho Ishim-003. Se você não possui um, mas apenas um receptor AM comum, é claro que pode tentar ouvir a presença de um poderoso portador de ouvido, conforme recomendado em algumas descrições, mas, francamente, essa atividade não é para os fracos de coração - é difícil de fazer mesmo quando se busca a frequência principal do GPA, sem mencionar os harmônicos.Portanto, não vamos sofrer - se o receptor de controle ama AM, vamos torná-lo AM! Para fazer isso (veja a Fig. 6), conectamos a saída ULF à entrada usando um capacitor auxiliar 0C2 com capacidade de 10-22nF (não crítico), transformando assim nosso ULF em um gerador de baixa frequência e o mixer agora irá executar (e de forma bastante eficaz!) As funções de um modulador AM com a mesma frequência que ouvimos nos telefones. Agora a busca pela frequência de geração GPA será muito facilitada não só na frequência GPA principal, mas também em seus harmônicos. Eu verifiquei isso experimentalmente procurando primeiro a frequência fundamental (3,5 MHz) e seu segundo harmônico (7 MHz) no modo receptor de comunicação e depois no modo AM. O volume do sinal e a conveniência da busca são quase os mesmos, a única diferença é que no modo AM, devido à ampla largura de banda de modulação e largura de banda do FI, a precisão da determinação da frequência é um pouco menor (2- 3%), mas isso não é muito crítico, porque. se não houver escala digital, o erro total de medição de frequência será determinado pela precisão da escala mecânica do receptor de controle, e aqui o erro é muito maior (até 5-10%), portanto, ao calcular o GPA, nós fornecemos para a faixa de ajuste GPA com alguma margem.
O método de medição em si é simples. Conectamos uma extremidade de um pequeno pedaço de fio, por exemplo, uma das pontas de prova do multímetro, ao conector de antena externa do receptor de controle e simplesmente colocamos a outra extremidade ao lado da bobina do GPA ajustável. ajustando o botão KPE GPA para a posição de capacidade máxima, use o botão de sintonia do receptor para procurar um sinal de tom alto e determinar a frequência na escala do receptor. se a escala do receptor for calibrada em metros de uma onda de rádio, para converter para uma frequência em MHz, usamos a fórmula mais simples F=300/L (comprimento de onda em metros).
Então, quando liguei pela primeira vez, obtive a menor frequência de geração do GPA na faixa de 3120-3400 kHz (dependendo da posição do núcleo de sintonia), a partir do qual pode-se ver que é desejável para aumentar a frequência inicial em 10-12 por cento e, consequentemente, para isso é necessário reduzir a capacitância do circuito em 20-24%. A maneira mais fácil de fazer isso é definir C8 para 620pF. Após esta substituição, construindo o núcleo da bobina, facilmente direcionamos a faixa de sintonia GPA para a necessária (3490-3565 kHz), que corresponde à recepção nas frequências de 6980-7130 kHz. Em seguida, conectamos a antena, colocamos o botão KPE na posição intermediária, ou seja, no meio da faixa de operação e movendo o núcleo da bobina eu 1 ajustamos o circuito de entrada para o máximo de ruído e sinais no ar. Se durante a rotação do núcleo após atingir o máximo, for observada uma diminuição no ruído, isso indica que o circuito de entrada está configurado corretamente, retornamos o núcleo à posição máxima e podemos começar a procurar por amador SSB emissoras e escuta experimental para avaliar a qualidade da PPP. Se a rotação do núcleo (em ambas as direções) não conseguir fixar um máximo claro, ou seja, o sinal continua a crescer, nosso circuito está configurado incorretamente e um capacitor precisará ser selecionado. Portanto, se o sinal continuar a aumentar quando o núcleo for completamente desaparafusado, a capacitância do circuito C2 deve ser reduzida, como regra (se o cálculo preliminar da bobina for realizado sem erros), basta definir o próximo valor mais próximo - na minha versão é 390pF. E novamente verificamos a possibilidade de ajustar o circuito de entrada para ressonância. Por outro lado, se o sinal continuar a diminuir quando o núcleo for completamente desaparafusado, a capacitância do circuito C2 deve ser aumentada.
Análise de resultados de testes de PPP e sua modernização. Como observado acima, a primeira audição do SPT no ar mostrou que
1. O som acabou sendo uma espécie de zumbido, preso ao longo do espectro e muito desagradável ao ouvido.
2. A conexão de uma antena IFR suficientemente grande causa interferência devido à detecção AM direta de sinais fortes de estações de transmissão localizadas em frequência próxima à banda amadora.
Vamos analisar as causas e soluções desses problemas na ordem listada acima. E aqui temos apenas os parâmetros do transistor obtidos durante a preparação preliminar.
1. O teste de conexão dos fones de ouvido com o CCI do autor mostrou que eles estão em boas condições e soam bastante decentes, embora obviamente não Hi Fi . Acontece que o ponto não está neles, mas em elementos selecionados sem sucesso do caminho de baixa frequência (Fig. 5), que são responsáveis pela formação de sua resposta de frequência geral. Existem quatro desses elementos:
LPF С3 L 3 C5, feito de acordo com o circuito em forma de U com uma frequência de corte de cerca de 3 kHz, que fornece uma resposta de frequência horizontal apenas para uma carga igual à característica, que para os elementos indicados no diagrama é de aproximadamente 1 kOhm [5]. Em caso de incompatibilidade de filtro, sua resposta de frequência muda um pouco:ao carregá-lo em resistência, várias vezes menoscaracterística, há um decréscimo na resposta de frequência em alguns dB na região da frequência de corte, no caso contrário, observa-se um aumento. Um ligeiro aumento nas frequências superiores do espectro de áudio é útil para melhorar a inteligibilidade, por isso é aconselhável em um circuito real carregar o filtro com uma resistência 1,5-2 vezes maior que a característica. Mas se a resistência à carga do filtro passa-baixa for significativamente maior, a resposta de frequência adquirirá uma ressonância pronunciada, o que levará a uma distorção perceptível do espectro do sinal recebido e ao aparecimento de um "toque" desagradável. Deve-se notar que o acima é verdade com um fator de qualidade suficientemente alto (mais de 10-15) bobinas de filtro passa-baixa - estas são, como regra, bobinas enroladas em anéis e núcleos de ferrite de alta permeabilidade blindados. Para bobinas feitas com base em transformadores de baixa frequência de pequeno porte ou GUs de gravação em fita, o fator de qualidade é significativamente menor e os fenômenos de ressonância (toque) perceptíveis pelo ouvido praticamente não são perceptíveis mesmo com uma carga 5-7 vezes maior que a ideal . Em nosso esquema R O papel de carga desempenha a resistência de entrada do ULF, mais precisamente a resistência de entrada da cascata no transistor T2, conectado de acordo com o esquema com OE. Vamos defini-lo. Para um circuito com OE R in2 \u003d Vst * R e2, onde R e2 é a resistência da junção do emissor do transistor T2, pode ser determinada com bastante precisão pela fórmula empírica R e2=0,026/I k2 (doravante todos os valores são expressos em volts, amperes e ohms). Então,
I k2 \u003d (U pit-1.2) / R 4 \u003d (9-1.2) / 10000 \u003d 0,0008A, R e2 \u003d 0,026 / 0,0008 \u003d 33 ohms e R in2 \u003d 90 * 33 \u003d 2,97 kOhm. Aqui está a primeira razão para o som "toque" do PPP - uma carga excessivamente alta do LPF. Para garantir a carga necessária, colocamos um resistor de 3,3 kOhm em paralelo com C5.
Se você usar um transistor com Vst \u003d 30-50, a resistência de entrada do ULF estará próxima da necessária (1,2-1,6 kOhm) e não será necessário um resistor adicional.
Capacitor isolante C9, que forma um filtro passa-altas de link único com a resistência de entrada do ULF, tendo uma frequência de corte F cf \u003d 1 / (6,28 * R in2*C9)=1/(6,28*2970*0,0000001)=536Hz. Essa é a razão para o espectro "espremido" de baixo. Além disso, se você usar um transistor com Vst = 30-50, a situação é ainda pior - a frequência de corte do HPF de entrada aumentará para 1000-1500Hz!!!
Para que a parte inferior da resposta em frequência do SPP não dependa da propagação dos parâmetros do transistor, a capacitância C9 deve ser aumentada por um fator de 3-4, ou seja, escolha 0,33-0,47uF.
Capacitor C10, resistor de derivação R5 , elimina o OOS geral (para todo o ULF) para corrente alternada em frequências acima F cf \u003d 1 / (6,28 * R 5 * C10) = 60Hz e aqui, à primeira vista, tudo parece estar correto, mas ...
Vejamos a fig. 7, que mostra o circuito equivalente da parte emissora do estágio de saída ULF. Como você pode ver, a resistência do emissor R e3 do transistor T3 é conectado em série com o capacitor C10 e eles formam um circuito de correção de RF clássico, ou seja, um circuito HPF equivalente - suprimindo baixas frequências com uma frequência de corte F cf \u003d 1 / (6,28 * R e3*C10). Valor de resistência do emissor R e3 transistor T3 \u003d 0,026 / 0,002 \u003d 13 ohms e, portanto, a frequência de corte do circuito de correção de RF do estágio de saída F cf=2,6kHz!!! Aqui está a segunda razão para o espectro "espremido" de baixo. Se sua corrente de coletor T3 for menor (para a opção com conexão serial de telefones - 1mA, ou seja, resistor R 5 \u003d 1,2-1,5 kOhm), depois F cp = 1,3 kHz, o que ainda dá um valor extremamente inaceitável. Deve-se notar que em um circuito real, um efeito perceptível deste circuito no bloqueio da resposta de frequência de baixo com Vst relativamente pequeno do transistor T3 (menos de 70-100) afeta frequências mais baixas - de cerca de 500-600Hz. Mas assim que aumentarmos o valor efetivo do Vst do transistor T3 (introduzimos um seguidor de emissor adicional na entrada T3 - veja a descrição da melhoria abaixo), ele se manifestará em toda a sua glória, ou seja, o o bloqueio de baixa frequência com uma inclinação de -6dB estará em toda a faixa até a frequência de corte de 2,6 kHz. Portanto, para que a parte inferior da resposta em frequência do SPP não dependa dos modos de operação dos transistores e seus parâmetros, a capacitância C10 deve ser aumentada em 10-20 vezes, ou seja, escolha 47-100uF.
---- capacitor C12, que, juntamente com a indutância dos fones de ouvido conectados em paralelo, forma um circuito ressonante com uma frequência de aproximadamente 1,2 kHz. Mas quero observar imediatamente que, devido à grande resistência ativa dos enrolamentos, o fator de qualidade deste último é baixo - a largura de banda no nível de -6dB é de aproximadamente 400-2800Hz, portanto, seu efeito na resposta geral de frequência é menos significativo do que os parágrafos anteriores, e tem a natureza de filtragem auxiliar e ligeira correção da resposta em frequência. Assim, os amantes do telégrafo podem escolher C12 = 68-82nF, assim, mudaremos a ressonância para frequências de 800-1000Hz. Se o sinal for surdo e para melhorar a inteligibilidade do sinal de fala, é necessário fornecer um aumento nas altas frequências, você pode usar C12 \u003d 22nF, o que aumentará a ressonância até 1,8-2 kHz. Para a opção de ligar os telefones em série, é necessário reduzir os valores indicados do capacitor C12 em 4 vezes.
2. Para expandir o DD do nosso PPP, é necessário maximizar o ganho do seu ULF, o que permitirá que níveis de sinal mais baixos sejam alimentados na entrada do mixer mantendo o mesmo volumee fornecer a possibilidade de regulação operacional do nível do sinal de entrada e, de fato - para emparelhar o DD do receptor com o DD de sinais terrestres.
A audição de teste mostrou que o nível de ruído próprio do PPP é muito baixo - o ruído é quase inaudível. E isso significa que temos a oportunidade de aumentar o ganho geral do ULF pelo menos várias vezes - a um nível em que o ruído inerente do SPP ouvido nos telefones não atinge o limiar de desconforto - ao trabalhar com telefones, de acordo com o autor, este nível é de cerca de 15-20mV . A análise teórica mostra que o ganho de tensão do nosso circuito ULF (duas cascatas com OE com acoplamento galvânico entre si) na primeira aproximação Kus = (Vst3 * R telefone * I k2) / 0, 026 , ou seja, depende principalmente apenas da corrente de coletor do primeiro estágio, o coeficiente estático. amplificação da corrente do transistor T3 do segundo estágio e da resistência dos fones (e, por mais estranho que pareça, praticamente não depende do Vst do transistor T2 do estágio de entrada). Destes três componentes da fórmula, dois são bastante rígidos. EU k2 \u003d 0,5-0,9 mA é determinado pela condição para obter o ruído mínimo do primeiro estágio, R corpos - também não mudam (supõe-se que os telefones já estejam incluídos em cápsulas em série).
A única opção é aumentarSol. Mas como? O autor, com muita dificuldade, tendo passado por uma boa dúzia de MP-NIS (que costumam ter Vst = 30-50), encontrou um MP41A com Vst = 110 (pode-se dizer exclusivo), mas precisamos de um ainda maior, a cada 5-7, Vst?
A solução é bastante simples - coloque um seguidor de emissor na entrada do segundo estágio. Nesse caso, o Vst total \u003d o produto de Vst3 * Vst4 e mesmo com transistores com um Vst mínimo \u003d 30, o Vst total \u003d 900 é mais que suficiente. Como resultado, devido a uma pequena complicação do circuito (adicionado um transistor e um resistor), aumentamos o Kus em várias (na minha versão -5-7) vezes e ao mesmo tempo tivemos a oportunidade de usar QUALQUER transistor SERVÍVEL em o ULF, sem seleção preliminar por Vst, com boa repetibilidade de resultados.
O ajuste operacional do nível do sinal de entrada, ou seja, de fato, o acoplamento do receptor DD com os sinais DD no ar, é mais fácil de implementar usando um potenciômetro comum de 10-22 kOhm conectado entre a antena e o circuito de entrada.
O mesmo potenciômetro executa efetivamente as funções de controle de volume. Agora não há interferência de AM (mesmo com o pré-seletor de circuito único de baixa qualidade mais simples!) E você pode ouvir toda a faixa até a frequência da própria emissora. O truque é que agora a amplificação do caminho de baixa frequência é tal que, quando uma antena de tamanho normal é conectada, o usuário do PPP é simplesmente forçado, a fim de economizar seus ouvidos, a reduzir o nível do sinal de entrada da antena (volume ) e, portanto, o nível de interferência que entra no misturador. Em princípio, na presença de uma antena grande, seria possível colocar imediatamente um atenuador não comutável de 10 a 20dB, mas não fiz isso porque. é muito provável que nossa PPP, por sua economia e fornecimento autônomo de energia, encontre sua aplicação em condições não estacionárias, por exemplo, ao sair para a natureza, com uma antena aleatória ou apenas um pedaço de fio, e depois sua sensibilidade aumentada não será supérflua.
Quando o PPP é alimentado por uma bateria Krona ou uma bateria, à medida que são descarregadas, a tensão de alimentação diminuirá de 9,4 para 6,5-7V, o receptor permanecerá operacional, mas a faixa de sintonia GPA mudará visivelmente. Se você planeja equipar este projeto PPP com uma balança mecânica suficientemente precisa, faz sentido garantir a estabilização do modo de operação GPA. Ao contrário das soluções típicas que utilizam estabilizadores de tensão (elementos integrados ou discretos), que consomem corrente adicional para suas necessidades, nós, para manter a eficiência do PPP, usaremos o regulador de corrente GPA (e de fato a corrente de coletor do transistor T1) em um transistor de efeito de campo T5 (é possível usar praticamente qualquer trabalhador de campo da série KP302.303.307, com uma corrente de drenagem inicial de pelo menos 2-3mA).
A configuração da tensão de saída do GPA agora é feita selecionando um resistor R9 , que no momento do ajuste é conveniente substituir por um aparador de 3,3-4,7 kOhm. Depois de exportensão ideal do GPA, medimos o valor de resistência resultante e definimos a constante do valor nominal mais próximo.
O esquema final do PPP, modificado levando em consideração as considerações acima, é mostrado na Fig. 8. E uma foto de seu layout na Fig. 9
Para facilitar a comparação com o esquema original (Fig. 5), a numeração dos elementos é preservada e, para os elementos recém-adicionados, a numeração continua.
Após realizar os ajustes acima no esquema, o som do PPP adquiriu uma tonalidade natural e natural e ficou mais confortável para ouvir a transmissão.
As medições instrumentais subsequentes mostraram que a sensibilidade (em s / w = 10dB) é de aproximadamente 1,5-1,6 μV, ou seja, o nível de ruído reduzido é de aproximadamente 0,5-0,55 μV. O nível de ruído total na saída PPP é 12,5-13mV. Total Kus mais de 20 mil. O nível do sinal é de 30% AM em uma dessintonização de 50 kHz, criando interferência (devido à detecção direta de AM) em um nível de ruído da ordem de 10-11 mV, ou seja, nosso receptor DD2 acabou não sendo pior que 86 dB - um excelente resultado, ao nível das potencialidades do misturador no VPD ! Para comparação, o agora popular SPP baseado em 174XA2 tem um DD2 de apenas 45-50dB.
Conclusão. Como você pode ver, não, acabou sendo tão simples, esse PPP simples. Mas a técnica PPP é muito democrática (por isso é gloriosa) e permite meios simples, literalmente improvisados, de fabricar e sintonizar em casa, mesmo para radioamadores iniciantes, projetos muito decentes em termos de parâmetros. E, honestamente, há muito tempo não recebia tanto prazer e satisfação criativa como nos quatro dias em que estive empenhado em montar e arrecadar o "rake" deste PPP. Para ser justo, deve-se notar que asemelhantes (em três transistores)Projetos de PPP de RA 3 AAE , por exemplo, no último [6]não existem esses problemas, bem, exceto que em Vst alto (o que é muito provável para o KT3102), a carga do filtro passa-baixa é alta, porque se o som do PPP estiver "tocando" - espero que você agora sabe como é tratado.
Literatura
Fevereiro de 2007 Serguei Belenetsky, EUA 5MSQ
Nesta página há um capítulo do livro de V. T. Polyakov "Para radioamadores, sobre a técnica de conversão direta" da edição de 1990 - "receptor de 80 m".
O diagrama de circuito do receptor é mostrado na figura abaixo.
O sinal da antena através do capacitor de acoplamento C1 é alimentado para o circuito de entrada L1 C10 C11 e depois para o misturador, feito em dois diodos de silício back-to-back VD1, VD2. A carga do misturador é um filtro passa-baixa em forma de U L3 C10 C11 com uma frequência de corte de 3 kHz. A tensão do oscilador local é fornecida ao misturador através do primeiro capacitor de filtro - C10.
O oscilador local do receptor é montado de acordo com o esquema com feedback capacitivo no transistor VT1. A bobina do circuito oscilador local está incluída no circuito coletor. O oscilador local e o circuito de entrada são sintonizados na faixa ao mesmo tempo, com um bloco duplo de capacitores de capacitância variável C3, C6, e a frequência de sintonia do oscilador local (1,75 ... 1,9 MHz) é duas vezes mais baixa como a frequência de sintonia do circuito de entrada.
O amplificador de baixo é feito de acordo com o esquema com uma conexão direta entre as cascatas, nos transistores VT2, VT3. A carga do amplificador é de telefones de alta impedância com resistência CC de 4 kOhm, por exemplo, TA-4.
O receptor pode ser alimentado por qualquer fonte de 12 V, o consumo de corrente é de cerca de 4 mA. As bobinas receptoras L1 e L2 são enroladas em molduras com diâmetro de 6 mm e são ajustadas com núcleos de ferrite 600NN, com diâmetro de 2,7 e comprimento de 10 ... Enrolamento - volta a volta. L1 contém 14 voltas de fio PELSHO 0,15, L2 - 32 voltas de fio PELSHO 0,1. As tomadas de ambas as bobinas são a partir da quarta volta, contando a partir do fio aterrado.
A bobina de filtro L3 com indutância de 100 mH é enrolada em um circuito magnético K18 × 8 × 5 feito de ferrite 2000NN e contém 250 espiras de fio PELSHO 0,1 ... 0,15. Você pode usar um circuito magnético K10 × 7 × 5 da mesma ferrita, aumentando o número de voltas para 300, ou K18 × 8 × 5 de ferrita de 1500NM ou 3000NM (neste caso, o enrolamento deve consistir em 290 ou 200 voltas, respectivamente).
Em casos extremos, na ausência de núcleos magnéticos de ferrite, a bobina do filtro pode ser substituída por um resistor com resistência de 1 ... 1,3 kOhm. A seletividade e a sensibilidade do receptor se deteriorarão um pouco. O bloco de capacitores variáveis foi usado do receptor "Speedol". Você pode usar outro bloco, mas sempre com um dielétrico de ar. Para facilitar a sintonia com a estação SSB, é desejável equipar a unidade com pelo menos o vernier mais simples.
No oscilador local do receptor, os transistores KT315 e KT312 com qualquer índice de letras funcionam bem. Quase qualquer p-n-p de baixa frequência transistores. É desejável, no entanto, que o VT2 seja de baixo ruído (P27A, P28, MP39B), e o coeficiente de transferência de corrente de cada um dos transistores seja de pelo menos 50 ... 60. Capacitores C2, C4, C5, C7 - KSO ou cerâmicos. As demais peças podem ser de qualquer tipo.
O chassi do receptor é composto por um painel frontal de 180×80 mm e duas barras laterais de 110 mm de comprimento e 20 mm de altura, aparafusadas nas laterais do painel frontal em sua parte inferior. Todos esses detalhes são feitos de duralumínio. Uma placa de montagem com dimensões de 180 × 55 mm feita de getinax revestido com folha é anexada às ripas. A localização das peças na placa, na figura abaixo.
Não é fornecido um esboço dos condutores impressos, pois a localização dos condutores depende das dimensões das peças utilizadas. A montagem impressa não é necessária. Se a placa for feita de material não laminado, vários trilhos de aterramento devem ser executados ao longo da placa. Quanto maior a área desses pneus, melhor a blindagem das peças de captadores internos e externos.
O estabelecimento do receptor começa com a verificação dos modos dos transistores, para corrente contínua. A tensão no coletor do transistor VT3 deve ser de 7 ... 9 V. Se for diferente do especificado, o resistor R3 é selecionado. A tensão no emissor do transistor VT1 deve ser igual a 6..8 V. É regulado pela seleção da resistência do resistor R1.
Então você deve certificar-se de que há geração fechando os terminais da bobina L2. Ao mesmo tempo, o nível de ruído nos telefones deve diminuir um pouco, devido à redução do ruído do mixer. Depois de conectar a antena, sintonize qualquer estação e selecione a posição da bobina L2 (dentro de ± 1 - 2 voltas) de acordo com o volume de recepção mais alto. A sensibilidade do receptor depende do rigor desta operação.
A faixa de sintonia é definida pelo núcleo da bobina L2 usando o GSS ou ouvindo os sinais das estações amadoras. Por fim, o circuito de entrada é sintonizado girando o núcleo da bobina L1 no volume de recepção mais alto. A conexão com a antena é estabelecida pelo capacitor C1 para que a maioria das estações seja ouvida em volume médio. Isso elimina a necessidade de um controle de volume dedicado.
Um receptor ajustado corretamente tem um ganho, medido como a razão entre a tensão de áudio nos telefones e a tensão de alta frequência nos terminais da antena, cerca de 15.000. A tensão de ruído inerente do receptor, trazida para o terminal da antena, não excede 1 μV. Um sinal de telégrafo de 1,5 ... 2 μV já é bem distinguido em telefones.
O ruído do ar ao usar uma antena de apenas alguns metros de comprimento é muito superior ao ruído do próprio receptor. No entanto, para obter um volume de recepção suficiente, é desejável que o comprimento da antena seja de pelo menos 15 ... 20 m.
O receptor de Polyakov é projetado para receber estações amadoras nas faixas de 80, 40 e 20 m, operando tanto por telefone (em amplitude AM e modulação SSB de banda lateral única) quanto por telégrafo (CW). A recepção é realizada em fones de ouvido. A sensibilidade do receptor na potência de saída de 1mW é de 40-80µV no modo AM e 20-40µV no modo CW. A seletividade em uma dessintonização de ±10 kHz é de 35-40 dB, e para o canal de espelho na faixa de 80 m - 25 dB, 40 m - 20 dB, 20 m - 16 dB.
O receptor usa sintonia eletrônica para estações de rádio e um vernier eletrônico para sintonia fina. No caminho de frequência intermediária, são utilizados filtros piezoelétricos, o que possibilitou minimizar o número de indutores e simplificar o estabelecimento do receptor.
Este é um receptor do tipo super-heteródino com uma frequência intermediária de 465 kHz. O receptor consiste em um mixer no transistor T1, um oscilador local no transistor T2, um amplificador de frequência intermediária de dois estágios (transistores T3 e T4), um detector (T5), um oscilador local de telégrafo (T6) e um amplificador de baixa de dois estágios. -amplificador de frequência (T7 e T8).
O sinal da antena é alimentado a um resistor variável R1, que serve para atenuar o sinal ao receber estações potentes. Através do capacitor de acoplamento C1, o sinal é alimentado ao circuito de entrada, sintonizado na frequência média da faixa correspondente. O circuito consiste nos capacitores C2 e C3 e uma das bobinas L1-L3, acionadas pela seção B1a da chave de faixa. Os capacitores C2 e C3 são simultaneamente um divisor de tensão fornecido do circuito para a base do transistor de mistura T1. Isso é necessário para combinar melhor a resistência de loop relativamente alta com a baixa impedância de entrada do transistor. A polarização na base do transistor T1 é aplicada através do resistor R2.
O oscilador local do receptor é feito de acordo com o circuito capacitivo de três pontos no transistor T2. O circuito do oscilador local é formado por uma das bobinas L4-L6, conectada pela seção B1b da chave B1 ao circuito coletor do transistor, e pelos capacitores C4-C6. A tensão de realimentação é aplicada ao emissor do transistor a partir do tap do divisor capacitivo formado pelos capacitores do circuito. Parte da tensão do oscilador local do mesmo divisor é conectada ao emissor do transistor de mistura T7.
As estações de rádio são sintonizadas alterando a frequência do oscilador local, mas não há capacitor variável tradicional no receptor para esses casos. Seu papel é desempenhado por um resistor variável R8, com o qual a tensão de polarização é alterada com base no transistor T2. Isso altera a condutividade de saída do transistor e, consequentemente, a frequência gerada pelo oscilador local. A faixa de sintonia de frequência do oscilador local é de 160, 270 e 450 kHz na faixa de 80, 40 e 20 m, respectivamente. Para um ajuste mais suave da frequência do oscilador local, é usado um resistor variável R6.
As oscilações do sinal e do oscilador local, recebidas pelo transistor T7, são misturadas e um sinal de frequência intermediária é alocado no circuito coletor do transistor (no circuito L7C8, sintonizado em uma frequência de 465 kHz). Através da bobina de acoplamento L8 e do filtro piezoelétrico PF1, o sinal é alimentado ao amplificador de FI, feito nos transistores T3, T4 de acordo com um esquema com conexão direta entre as cascatas.
O circuito L7C8 foi introduzido no receptor pelas seguintes razões. Filtros piezoelétricos têm boa seletividade no canal adjacente em dessintonizações de 10-20 kHz, mas é insuficiente para sinais separados da frequência do filtro por 100-200 kHz. O circuito LC, ao contrário, tendo baixa seletividade no canal adjacente, proporciona boa supressão de sinais com grandes dessintonizações. Quando o circuito e o filtro são ligados juntos, é possível aumentar as propriedades seletivas do caminho IF.
Da saída do amplificador de FI, o sinal é alimentado através do filtro PF2 para o detector, feito no transistor T5. Ao receber sinais AM, a detecção é realizada pela junção coletora do transistor, como em receptores com detector de diodo conectado em paralelo.
Ao receber sinais de telégrafo, a base do transistor T5 recebe oscilações do oscilador local feito no transistor T6. A chave B2 neste caso está na posição "Tlg". Neste modo, o transistor T5 opera como uma resistência controlada. Semiciclos negativos chegando à base tensão CA(sua frequência é próxima do intermediário) abra o transistor e a resistência da junção do coletor diminui. O resto do tempo, o transistor é fechado por uma polarização positiva resultante da retificação da tensão do oscilador local pela junção do emissor. Como resultado, os sinais AM não são detectados e as oscilações do sinal e do oscilador local do telégrafo são misturadas no circuito coletor do transistor e um sinal de frequência de áudio diferente é emitido na carga do detector (resistor R16).
O oscilador local do telégrafo usa um filtro piezoelétrico PFZ. A frequência das oscilações geradas pode ser alterada dentro de pequenos limites por um capacitor de sintonia C14.
O oscilador local do telégrafo é ligado pelo interruptor B2. Neste caso, os contatos da chave esquerda (de acordo com o diagrama) desconectam o capacitor C10 do fio comum. O amplificador de FI é realimentado através do resistor R12 e seu ganho é reduzido. Isso é necessário porque o ganho do detector no modo de mistura é muito maior do que no modo de detecção de diodo.
O sinal detectado do motor do resistor variável R16, que é o controle de volume, é alimentado a um amplificador de baixo de dois estágios. A carga do amplificador são fones de ouvido TON-1 ou TON-2, incluídos no bloco de dois soquetes Ø1.
Detalhes e projeto. Os transistores P416 podem ser substituídos por P403, P423, GT308, GT309, GT322 com qualquer índice de letras,
MP42 - em MP39 - MP41 ou em transistores mais antigos MP13-MP16, também com qualquer índice de letras.
Filtros piezoelétricos: PF1-PFZ - qualquer monocristal, com frequência de 465 kHz, por exemplo, FP1P-011, FP1P-013, FP1P-017. A seletividade do receptor aumentará se o filtro PF1 for um tipo de dois cristais FP1P-012 ou FP1P-016. Uma seletividade ainda maior pode ser alcançada usando o filtro de oito cristais PF1P-1 ou PF1P1-2. Em um oscilador local de telégrafo, o filtro PPF pode ser substituído por um circuito LC (Fig.).
Neste caso, o capacitor de sintonia C14 é removido e a frequência do oscilador local é definida pelo núcleo da bobina L9.
Os dados dos indutores do receptor são fornecidos na tabela.
As bobinas L1-L6 são enroladas em quadros dos circuitos IF do receptor. As voltas de cada bobina são distribuídas uniformemente em todas as seções do quadro. As bobinas L7, L8 são enroladas no quadro do circuito IF do receptor Sokol. O quadro com bobinas é colocado em um núcleo blindado. A bobina L9 também é enrolada no mesmo quadro. Você também pode usar bobinas IF prontas do receptor especificado.
Resistores fixos - ULM, MLT e outros, com potência mínima de 0,12 W! Resistores variáveis R1 e R16 - joint venture, SPO grupo B, R6 e R8 - do mesmo tipo, mas grupo A. Capacitores C7, C2, C6, C15 - KLS. CSR; SZ, S4, S5. C8 - PM, KSO, BM; C18, C19 - EM, K53-1, o resto dos capacitores - KLS, MBM. Interruptor B1 - biscoito, três posições.
comece verificando os modos indicados no diagrama. Se necessário, a tensão no coletor do transistor T8 (com os telefones ligados) é selecionada com um resistor R19, no coletor T4 - com um resistor R10, no coletor com um resistor T6 R18, no emissor T1 - com um resistor R2.
Em seguida, verifique o funcionamento do oscilador local. Um voltímetro é conectado ao terminal base do transistor T2 e o terminal coletor é tocado com a mão. Durante a operação normal do oscilador local, isso causará uma quebra de suas oscilações e uma ligeira alteração nas leituras do voltímetro.
Depois disso, uma antena é conectada ao receptor, os resistores R1 e R16 são ajustados para a posição de ganho máximo, o resistor R6 está na posição intermediária, o interruptor B1 está na posição “40” (estações de transmissão poderosas operam nesta faixa e, portanto, é mais conveniente sintonizar o receptor nele), a chave B2-para a posição Tlf "e, girando o resistor R8 entre as posições extremas, bem como sintonizar a frequência do oscilador local com o núcleo da bobina L5, sintonizar alguma estação de rádio. Ao girar o núcleo do circuito IF (L7, L8), o volume máximo de recepção é alcançado.
em modo telégrafo. O interruptor B2 está na posição "Tlg". Nos telefones, um apito deve ser ouvido - a batida da portadora do sinal recebido com o sinal do oscilador local do telégrafo. Ao girar o botão de afinação suave (R6), “zero batidas” são definidas - uma posição na qual o tom das batidas, diminuindo gradualmente, desaparece completamente. Isso significa que a frequência do sinal IF e o sinal do oscilador local do telégrafo são os mesmos. Quando o receptor é desafinado para qualquer lado desta posição, o tom das batidas deve aumentar com uma mudança simultânea na intensidade das batidas, uma vez que o nível do sinal é determinado pela curva de seletividade do caminho de FI.
O volume de recepção deve ser máximo em uma frequência de batimento abaixo de 5 kHz (avaliada de ouvido). Isso corresponde a definir a frequência do oscilador local do telégrafo para o meio da largura de banda do receptor. No entanto, alguns filtros piezoelétricos geram a uma frequência 10-15 kHz abaixo do intermediário. Então, zero batimentos serão ouvidos fracamente e o volume máximo de seu tom será obtido em uma frequência acima de 6 kHz. Nesse caso, é necessário substituir o capacitor C15 por outro com capacitância menor, mas não inferior a 20-15 pF, caso contrário, as oscilações falharão devido ao enfraquecimento do feedback. Se esta medida não ajudar, troque o filtro PFZ por PF1 ou PF2. A frequência do oscilador local do telégrafo deve ser ajustada pelos capacitores C14 e C15 para que quando o receptor for dessintonizado acima e abaixo da frequência do sinal de batida, eles sejam ouvidos igualmente altos.
O próximo passo é configurar os circuitos de entrada e heteródino. Ouvindo o ar em todas as bandas, coloque os núcleos das bobinas L4-L6 em uma posição que as estações amadoras sejam recebidas aproximadamente no meio de cada banda. Nas faixas de 80 e 40 m, o maior número de estações é ouvido à noite e na faixa de 20 m - à tarde. As bobinas do circuito de entrada (L1-L3) são ajustadas ao volume máximo de recepção de qualquer estação de rádio no meio de cada faixa.
