Az olyan tranzisztorokból, mint az MP40-MP42 és hasonlókból azonban nem volt vágy forrasztani, mert. bár maradványaikat megőrizték, valahogy lusta volt garázsokat és magasföldszinteket keresni. Ésszerű volt ezt feltételezni utóbbi években 8, a rádióamatőrök új elemi alapra rajzolták át Vlagyimir Timofejevics terveit. Kiderült, hogy a bonyolultság szempontjából átrajzoltak nem húzzák meg a hétvégi dizájnt, és ahhoz, hogy legalább valami forraszthatót találjunk, el kell olvasni a cqham.ru/qrz.ru fórum 100-150 oldalát, ahol a Az első 50 oldalon válasszon egy keverőt, amely 120 dB DD biztosítására képes.
Ezért habozás nélkül megrajzoltam a PPP diagramomat, ami alá kiterítettem a nyomtatott áramköri lapot, kivasaltam, marattam, lyukakat fúrtam, elnézést a lyukakért, elmentem a legközelebbi rádió boltba, ahol megvettem az összes szükséges alkatrészt 200-ért. rubelt és elkezdett forrasztani ...
Egy ismert könyvből jól ismert sémát vették alapul:
A helyi oszcillátor KT315 tranzisztorra van felszerelve, és Freception / 2 - 3500..3600 frekvencián működik, amely 7000 ... 7200 kHz tartományban biztosítja a vételt.
ULF a népszerű LM386 chipen, amely minimális hevederezést igényel, és 200-szoros feszültségerősítést biztosít. Nincs értelme a hangszóróra rakni, de fejhallgatóra (közönséges kínai, 150 rubelért vették a Mediamarktban, és nem ritkaság a TON-2), ez van.
Tekercsek - 10 mm átmérőjű keretekre tekerve
Az L2 tekercs bemeneti áramkör 9 menetet tartalmaz
Az L1 helyi oszcillátor tekercs 15 fordulatot tartalmaz
A vevő egy nyomtatott áramköri lapra van összeszerelve, 85x45-ös méretben, erre helyeztem a KPI-t. Ha elhagyja a KPI-t, és megváltoztatja a frekvenciát egy varicap (vagy egy varicap mátrix) segítségével, akkor a tábla mérete tovább csökkenthető.
Fájl nyomtatott áramkör sPlan 6.0 formátumban
Tehát a hangolási eredmények alapján kérjük, figyeljen arra, hogy az L3 aluláteresztő szűrőtekercs induktivitása 100 mH legyen (mérföld és nem mikro). C6=C7=0,05. A mikroáramkör bemenetével párhuzamosan szereljen be egy 5 kΩ-os ellenállást (az ellenállás egyik vége az LM386 3. érintkezőjéhez, a másik a földhöz)
73 de UA1CBM
info - ua1cbm.ru
Nemrég nyolcéves fiam úgy döntött, hogy „beáll a forrasztópákába”, és megkért, hogy készítsek vele valami vevőkészüléket. Figyelembe véve azt a tényt, hogy otthon az eszközökből - csak egy kínai digitális multiméter, a választásom a már legendás PPP V.T. Polyakovra esett. Ezt a vevőegységet már a 80-as években készítettem, és csak kellemes emlékeket hagyott maga után. De azokban az években nem volt sem tapasztalatom, sem normál műszerem, és természetesen nem végeztek műszeres méréseket - működött, és rendben. És most nehéz volt ellenállni a kísértésnek, hogy megismételje ezt a tervet és tesztelje eszközökkel, de a lényeg az, hogy összehasonlítsam a hangját a PPP-vel, amikor ugyanazon az asztalon, ugyanazon az antennán dolgozom (10-12 m vezeték magasságban). 10-12m) a 40 méteres sávon – az IFR számára a legnehezebb az interferencia szempontjából, mert A nagy teljesítményű rádióállomások frekvenciája nagyon közel van, és ha a vevőegység jól működik ezen a tartományon, akkor mindenki másnál probléma nélkül fog működni. Sőt, kifejezetten germánium tranzisztorokon érdekelt a PPP-változat (bár már elavult - de sok rádióamatőrnek időtlen idők óta van egy éjjeliszekrényben fél vödörrel), mert. a szerző már többször találkozott kollégáival, hogy állítólag lágyabb hangzást biztosítanak a vevőknek vagy éppen az ULF-nek. És most, különösebb sietség nélkül, két este alatt a fiam (szigorú irányításom alatt) beforrasztotta a vevőt, ellenőrizte az üzemmódokat, még pár perc a GPA beállítására, és lélegzetvisszafojtva csatlakoztatjuk az antennát (1. ábra). ).
Sajnos esti idő van (februárban volt, moszkvai idő szerint 22-00), gyakorlatilag nincs átjárás, és csak fülsiketítő füttyszó, zaj és ... kínai műsorszóró hallatszik a fejhallgatóban a teljes tartományban. Reggel, munkába indulás előtt újra bekapcsoltuk a PPP-t. Az átjárás jó volt, az amatőr állomások hangosan, néha fülsüketítően szóltak, de a hang valahogy csengő volt, a spektrum mentén összeszorult és nagyon kellemetlen a fülnek. És ismét szinte a teljes tartományban hallatszott a fent említett műsorszolgáltató, bár sokkal halkabban. A fiú csalódása nem ismert határokat, és sürgősen alaposan meg kellett elemezni ezt az általában egyszerű konstrukciót, és meg kell keresnem a módját annak, hogyan lehet otthon optimálisan beállítani, valójában csak egy olcsó teszterrel és egy közönséges műsorszóró vevővel. ez az eset ISHIM-003) vezérlőként, valamint a fő paraméterek javításának lehetséges módjai.
A különböző fórumokon időről időre megjelenő üzenetekből ítélve a kezdő rádióamatőrök nagy része szembesül hasonló problémákkal. Ezen gondolatok eredményeként megjelent ez a cikk, amelynek fő feladata, hogy részletesen elmondja egy kezdő rádióamatőrnek, hogyan készítsen és konfiguráljon helyesen egy egyszerű PPP-t otthon.
Szóval, kezdjük. Tekintettel arra, hogy a mérőműszerek közül csak a DT-830V kínai digitális multiméterrel rendelkezünk, az áramkör optimális konfigurálásához és a benne zajló folyamatok helyes megértéséhez némi előzetes előkészítést kell végeznünk, és meg kell próbálnunk a lehető legtöbb információt a fő részek paramétereiről (ez, mint a továbbiakban látni fogjuk, a jövőben nagyon hasznos lesz számunkra, amikor az áramkör működését elemezzük, és a működésének javítási módjait keressük). Folytatjuk a fő részletek kiválasztását.
A határozottság kedvéért abból indulunk ki, hogy van ilyen KPI-nk. Ha a KPI maximális kapacitása eltér, akkor egy 39-51pF-os feszítőkondenzátor sorba kapcsolásával könnyen elérheti a szükséges értéket. A szakítókondenzátor kiszámítása meglehetősen egyszerű. A sorba kapcsolt kondenzátorok teljes vagy azzal egyenértékű kapacitása Cekv = (Skpe * Crast) / (Ckpe + Crast).
Innen a próbaértékek többszöri helyettesítésével megkaphatja, amit keres. Tehát a KPI maximális kapacitásával, például Speedola = 360pF-ből, meg kell kapnunk a KPI ekvivalens kapacitását (az előző példából = 34pF). A próbaértékek helyettesítésével 39pF-et találunk.
RF induktorok(PDF és GPD). Ezeknek az induktoroknak kell lenniük Speciális figyelem, hiszen ezek minőségén sok múlik: vevő érzékenység, lokális oszcillátor frekvenciastabilitás, szelektivitás. És amint azt a fórumokon való kommunikáció tapasztalatai mutatják, a kezdő rádióamatőrök számára ezek gyártása okozza a legnagyobb nehézségeket, mert. nem valószínű, hogy sikerül beszerezni (megvenni) ugyanazokat a kereteket, mint a szerző, vagy más tartományra akarod átépíteni a vevőt. Ebben az esetben egy induktivitásmérő, legalábbis a legegyszerűbb előtag jelenléte nagyban segít.
De nekünk, ahogy korábban megállapodtunk, nincs másunk, mint egy multiméter és egy háztartási rádióvevő HF sávval - egy vagy több kiterjesztett - ez nem kritikus, nekem Ishim-003 van. Ebben az esetben hogyan kell helyesen kiválasztani (számítani) és elkészíteni a tekercseket?
Először is hadd emlékeztesselek arra, hogy az áramkör rezonanciafrekvenciáját a jól ismert Thomson-képlet határozza meg. 
ahol F a frekvencia MHz-ben, L az induktivitás µH-ban, C a kapacitás pF-ben
Minden rezonanciafrekvenciára az L * C szorzat egy állandó érték, ennek ismeretében könnyű kiszámítani L-t ismert C-vel és fordítva. Tehát az amatőr sávok közepén az L * C (μH * pF) szorzat 28 MHz - 32,3, 21 MHz - 57,4, 14 MHz - 129,2, 7 MHz - 517, 3,5 MHz - 2068 1,8 MHz - 7400. L és C meghatározott értékeinek kiválasztása elegendő bizonyos határokat tetszőleges, de az amatőr gyakorlatban van egy jó, jól bevált szabály - a 28 MHz-es tartományhoz vegyen körülbelül 1 μH induktivitást, és körülbelül 30 pF kapacitást. A frekvencia csökkenésével egyenes arányban növeljük a kondenzátor kapacitását és a tekercs induktivitását. Tehát 7 MHz-es frekvenciánál (bemeneti áramkör) az ajánlott értékek 120pF és 4,3 μH, 3,5 MHz (GPA-áramkör) pedig 240 és 8,6 μH.
De a gyakorlatban gyakran, különösen a tárgyalt rendszer esetében, az értékek nagy eltérései elfogadhatóak - időnként anélkül, hogy észrevehető hatást gyakorolnának a munka minőségére. És gyakran egészen prózai dolgok válnak a meghatározó kritériummá:
A kész tekercsek kiválasztásának fő követelménye a menetek 1/3 ... 1/4 (nem kritikus) részének csap (vagy kapcsolótekercs) jelenléte. Tehát a PPP-m „adományozója” a régi „Sonata” volt. A GPA-ban egy KV-2 helyi oszcillátor áramkört építettem be 3,6 μH induktivitású (26,5 fordulat huroktekercs és 8 fordulat kommunikációs tekercs), a bemeneti áramkörbe pedig megfelelőbb hiányában. az egyik, egy KV-4 tekercs, amelynek induktivitása 1,2 μH (15 fordulat csappal 3,5-től) - mint látható, az utóbbi nagyon messze van az optimálistól, és ez a megoldás mégis meglehetősen hatékony, és mint látni fogjuk Az alábbiakban a keverőben rejlő lehetőségek szinte teljes megvalósítását biztosítja.
De mit tegyen egy rádióamatőr, ha nincs „stratégiai” kész tekercskészlete? Nincs más választás – saját kezűleg kell elkészítenie azokat a rendelkezésre álló kereteken. Fegyverezzük fel magunkat egy tolómérővel és mérjük meg az átmérőt, ha vannak szakaszok - belső átmérő, egy szakasz szélessége és egyszerre, a pofák átmérője, majd elvégezzük a keret külső vizsgálatát - sima vagy bordás (HF vevőtekercsek, 100NN magos vagy IF tekercsek TV-kből) - minden HF sávhoz jó, szekcionált (heterodyne SV, DV vagy IF, mag 600НН) - a legjobb eredmény az alacsony sávokon (160 és 80 m). A tekercs fordulatszámának kiszámítása meglehetősen egyszerű.
Figyelembe véve azt a tényt, hogy a hangolómag (középső helyzetben) körülbelül 1,3-1,5-szeresére növeli az induktivitást (ha ferrit) vagy 1,2-1,3-szorosára (10 mm hosszú karbonil - a régi TV-k IF-tekercseiből), a számítás A tekercsfordulatokat a szükséges induktivitástól számított megfelelő számú alkalommal hajtják végre. A számítási képleteket minden rádióamatőr referenciakönyv tartalmazza, de gyakran kényelmesebb speciális számítási programokat használni, például kényelmesebb egy egyrétegű tekercset kiszámítani. MIX10 , TEkercs32 , és minden típushoz, beleértve a többrétegű - RTE.
Ugyanezekkel a programokkal egyébként nagyjából egy ismeretlen eredetű kész tekercs induktivitását is meg lehet határozni. Az eljárás ugyanaz - megmérjük a tekercs geometriáját (átmérő, tekercs hossza), vizuálisan megszámoljuk a fordulatok számát, és behelyettesítjük ezeket az adatokat a programba. Ne felejtse el megszorozni a számítási eredményt a meglévő mag induktivitásnövekedési tényezőjével.
Természetesen az induktivitás számított definíciójában a hiba meglehetősen nagy lehet (akár 30-40%), de ettől ne féljünk - ebben a szakaszban fontos, hogy ismerjük az induktivitás sorrendjét. Minden más, ha szükséges, könnyen korrigálható az RFP beállításának folyamatában.
Néhány szót kell ejteni a GPA-ról. Ez a PPP kapacitív hárompontos áramkört használ T1 tranzisztorral (5. ábra), amely az OB áramkör szerint van bekötve. Az R1C5 áramkör ellátja az amplitúdó-stabilizálás (gridlick) funkcióit, de mellette ugyanezt az amplitúdó-stabilizáló funkciót (és nagyon hatékonyan) a VPD terheléskeverője (ugyanaz a kétirányú dióda-határoló) látja el. Ennek eredményeként a fordított POS C8 / C7 kapacitásának 5-10-en belüli és kellően nagyfrekvenciás tranzisztor (Fgran>10F slave, esetünkben ez a feltétel teljesül, KT312 Fgran>120MHz esetén, pl. KT315 Fgran>250MHz), a GPA stabil generálást és stabil amplitúdót biztosít az áramkör karakterisztikus impedanciájának megváltoztatásakor, pl. Az L / C arány nagyon széles tartományban van, ami valójában nagy szabadságot ad az induktivitás vagy a kapacitás értékeinek megválasztásában.
Csum \u003d Spar + Skpe + Seq 7.8. A mi esetünkben a számítás C7=750, C8=4700pF.
Még egyszer hangsúlyozom, hogy a CPI légdielektrikummal való használata szinte automatikusan biztosítja számunkra a GPA nagyon magas stabilitását anélkül, hogy különleges hőstabilizációs intézkedéseket tennénk. Tehát az én 7 MHz-es PPP modellem, ha Krona hajtja, legalább fél óráig tartja az SSB állomást anélkül, hogy észrevehető változás lenne a levelező hangjának hangszínében, vagyis az abszolút instabilitás nem rosszabb 50-100 Hz-nél!
Tekintettel arra, hogy az általunk választott tartomány meglehetősen szűk sávú, nincs szükség a GPA-val szinkron bemeneti áramkör átstrukturálására, ezért az áramkört kissé leegyszerűsítjük (lásd 5. ábra). Ha az előzetes előkészítés befejeződött, folytathatja a telepítést.
A prototípus elkészítéséhez célszerű egy speciálisan erre készített táblát, az úgynevezett „halat” használni, ami egy egyoldalas üvegszálas vagy getinaxos fóliadarab, amelynek rézfóliáját egy vágó egyenletesen kis négyzetekre vágja. (téglalapok) 5-7 mm oldalmérettel. Miután finom csiszolópapírral fényesre tisztítottuk, fedjük be egy kis réteg folyékony gyantával ( alkoholos oldat) - és kész is a "hal". Érdemes egy kis erőfeszítést költeni a gyártásra, ha továbbra is rádiótechnikával foglalkozik, akkor többször is hasznos lesz. A képen látható makettet (1. kép) még diákkoromban készítettem, és már több mint negyed évszázada működik megfelelően, így gyorsan és minimális ráfordítással elég nagy maketteket készítettem. sémák és tervek. A beépítés során igyekszünk az alkatrészeket a diagramon látható módon elhelyezni, miközben a PDF és GPA tekercsek között a lehető legnagyobb távolságot biztosítjuk. Valamennyire viszontbiztosítottam, és ezen áramkörök további szétcsatolása érdekében a tekercseket különböző síkban helyeztem el a kenyérlapon (a bemenet vízszintes, a GPA pedig függőleges), de ha a tekercsek közötti távolság 30-40 mm-nél nagyobb, ill. árnyékolt, ez nem különösebben szükséges.
Az alkatrészek felszerelése után újra gondosan ellenőrizzük, hogy nincsenek-e hibák, és csatlakoztassuk a tápfeszültséget - akkumulátort vagy akkumulátort. A telefonokban kicsi, alig megkülönböztethető és egyenletes spektrumú zajt kell hallani, ha rekedt, alacsony frekvenciájú árnyalat keveredik vele - 50 Hz-es direkt felvétel bizonyítéka a hálózatról, zavarforrást keresünk elrendezésünk közelében, és legalább a hangolás idejére eltávolítjuk. Így amikor először bekapcsoltam, volt egy észrevehető háttér, aminek a forrása a forrasztópáka szorosan elhelyezkedő leléptető transzformátora volt, miután az asztalról a padlóra vittem, az interferencia láthatatlanná vált. A jövőben, amikor a PPP-t kész kivitelben készítik, erősen ajánlott árnyékolt (fém) tokba helyezni, és az ilyen problémák háttérbe szorulnak. Meggyőződésünk az ULF általános teljesítményéről, ha ujjával megérinti az L3 aluláteresztő szűrőtekercs bármelyik kivezetését. Hangos "morgásnak" kell hallania a telefonokban. Ellenőrizzük az egyenáramú tápellátási módokat - a T3 emitteren (6. ábra) 0,9-1,3 V nagyságrendű feszültségnek kell lennie, ami biztosítja a zaj szempontjából optimális T2 üzemmódot. Ha a feszültség túllépi ezeket a határokat, akkor elérjük az R2 kívánt kiválasztását, figyelembe véve azt a tényt, hogy ellenállásának növekedése feszültségnövekedést okoz, és fordítva. Az R5 ellenállás értéke beállítja a kimeneti fokozat áramát, ebben az esetben körülbelül 2 mA, ami optimális, ha a telefonok párhuzamosan vannak csatlakoztatva, ha soros kapcsolat van, akkor jobb ezt az ellenállást 1-1,5-re növelni. kOhm, ugyanakkor ez kissé növeli a PPP hatékonyságát.
Ezután ellenőrizzük a GPA-t. Meg kell jegyezni, hogy a T1 tranzisztor emitterén lévő feszültségnek nem kell egyenlőnek lennie 6-8 V-tal (ahogyan az eredeti forrásban jeleztük), de normálisan működő áramkörben lehet 2 és ugyanazon 6 közötti tartományban. -8V például az én elrendezésemben kb 2, 4B. Ez az érték általában sok tényezőtől függ - a keverődiódák típusától, a Kus tranzisztortól, a POS mélységétől, az áramkör minőségi tényezőjétől, a keverőnek az áramkörbe való bevonásának együtthatójától, pl. a csatoló tekercs fordulatszáma vagy a tekercscsap helye, az ellenállások értékei a bázis és az emitter áramkörökben stb., stb.
Más forrásokban a szilíciumdiódákkal ellátott VPD-k hasonló keverőinek beállításánál javasolt körülbelül 0,7 ... 1V amplitúdójú feszültséget adni a keverőre - jó, hogy van mit szabályozniuk - egy RF voltmérő. vagy egy oszcilloszkóp. De lényegében mindezek a beállítás KÖZVETLEN vezérlésének módszerei, bár sok szempontból helyesek, de gyakran távolról sem OPTIMÁLIS, mert a diódák nyitási feszültsége nem csak a különböző típusok(például a KD503-ban az egyik legmagasabb, a KD521-ben kevesebb, a KD522-ben még kevesebb), de ugyanazon a típuson belül is. A keverő üzemmód pontos és optimális beállítása általános esetben CSAK a DD és az érzékenység közvetlen műszeres vezérlését biztosítja.
Mindez persze az elméleti elemzés szempontjából nagyon érdekes lehet, de szerencsére nincs különösebb szükségünk arra, hogy mindezzel vesződjünk, mert. VPD-n lévő keverőnél egyszerűbb és meglehetősen pontos mód van a szükséges GPA feszültség beállítására KÖZVETLEN SZABÁLYOZÁSSAL, a szó szoros értelmében rögtönzött diódaműködési mód segítségével, amivel egyszerűen és jól láthatóan biztosítható a KÖZVETLEN optimális működés.
Ehhez az egyik dióda bal oldali (lásd 6. ábra) kimenetét egy segéd RC áramkörre kapcsoljuk. Az eredmény egy klasszikus GPA feszültség-egyenirányító, amely megduplázódik, és a terhelés megközelítőleg megegyezik a keverő valódi feszültségével. Ez a fajta „beépített RF voltmérő” lehetőséget ad arra, hogy konkrét diódák működési módjait ténylegesen mérjük egy adott GPA-ból közvetlenül a működési áramkörben. Ha egy multimétert csatlakoztat a 0R1 ellenálláshoz a DC feszültség mérési módban a vezérléshez, az R3 ellenállás kiválasztásával 0,35-0,45 V feszültséget érünk el - ez lesz az optimális feszültség az 1N4148, KD522.521 diódákhoz. Ha KD503-at használnak, akkor az optimális feszültség magasabb - 0,4-0,5 V. Itt van a teljes beállítás. A dióda kimenetét visszaforrasztjuk a helyére, és eltávolítjuk a segédláncot.
Ezután folytatjuk a GPA frekvenciáinak meghatározását és a szükséges tartományhoz való kapcsolását. Itt szükségünk van egy vezérlő vevőkészülékre, amely a fent említettek szerint bármely használható vevőhöz (kommunikációhoz vagy műsorszóráshoz) használható, amely legalább egy széles vagy több kiterjesztett HF sávval rendelkezik - nem kritikus. Az alábbi táblázatban tájékozódásra adjuk meg a műsorszóró és amatőr sávok működési frekvenciáit. Mint látható, az amatőr sávokhoz legközelebb a sugárzó 41 m-es sáv áll, amely a valódi vevőkészülékekben általában 7100 kHz alatti, legalább 7000 kHz-ig terjedő frekvenciákat fed le.
Asztal 1
A fő vágási frekvenciáiKBtartományok
Tartományok | ||||
| rövidített nevek, m | Frekvencia határok, MHz | Sávszélesség, MHz. | fcp, MHz | Relatív tartományszélesség, % |
| KBműsorsávok | ||||
| 49 | 5,950 - 6,200 | 0,250 | 6,075 | 4,1 |
| 41 | 7,100 - 7,300 | 0,200 | 7,200 | 2,7 |
| 31 | 9,500 - 9,775
11,700 - 11,975 15,100 - 15,450 | 0,275 | 9,637 | 2,8 |
| 16 | 17,700 - 17,900 | 0,200 | 17,800 | 1.1 |
| 13 | 21,450 - 21,750 | 0,300 | 21,600 | 1,3 |
| 11 | 25,600 - 26,100 | 0,500 | 25,850 | 1,9 |
| KBrádióamatőr zenekarok | ||||
| 160 | 1,8 0 0 - 2 , 00 0 | 0, 2 00 | 1,900 | 10,5 |
| 80 | 3,500 - 3, 80 0 | 0, 30 0 | 3, 650 | 8,2 |
| 40 | 7,000 - 7, 2 00 | 0, 2 00 | 7, 10 0 | 2,8 |
| 20 | 14,000 - 14,350 | 0,350 | 14,175 | 2,4 |
| 14 | 21,000 - 21,450 | 0,450 | 21,225 | 2,2 |
| 10 | 28,000 - 29,700 | 1,700 | 28,850 | 5,8 |
És ez nekünk teljesen megfelel, hiszen a GPA nem csak az alapfrekvencia, hanem a legközelebbi felharmonikusok (2,3 és még magasabb) vételével is kalibrálható. Így esetünkben (GPA = 3500-3550 kHz) a GPA frekvenciáit a 2. harmonikus határozza meg, amely rendre 7000-7100 kHz tartományba esik. Természetesen a legegyszerűbb a kalibrálás egy kommunikációs vevővel (főleg digitális mérleggel) vagy egy átalakított (beépített keverő típusú detektorral) AM-t sugárzó, mint nekem az Ishim-003-am. Ha nincs ilyened, hanem csak egy normál AM vevőd, akkor természetesen megpróbálhatod hallani egy erős hordozó jelenlétét, ahogy azt egyes leírások javasolják, de őszintén szólva ez a tevékenység nem a gyenge szívűeknek való. - még a fő GPA frekvencia keresésekor is nehéz megtenni, anélkül, hogy a harmonikusokról beszélnénk. Ezért ne szenvedjünk – ha a vezérlővevő szereti az AM-et, tegyük AM-re! Ehhez (lásd 6. ábra) az ULF kimenetet egy segédeszköz segítségével csatlakoztatjuk a bemenethez
0C2 kondenzátor 10-22nF kapacitással (nem kritikus), ezáltal az ULF-ünket alacsony frekvenciájú generátorrá alakítja, és a keverő mostantól (és meglehetősen hatékonyan!) egy AM modulátor funkcióit ugyanazzal a frekvenciával, mint amit hallunk. telefonokban. Most a GPA generálási frekvencia keresése nagymértékben megkönnyíthető nemcsak a fő GPA frekvencián, hanem annak harmonikusainál is. Ezt kísérletileg ellenőriztem úgy, hogy először az alapfrekvenciát (3,5 MHz) és annak második harmonikusát (7 MHz) kerestem meg kommunikációs vevő módban, majd AM módban. A jel hangereje és a keresés kényelme közel azonos, a különbség csak annyi, hogy AM módban a széles modulációs sávszélesség és az IF sávszélessége miatt a frekvencia meghatározásának pontossága valamivel kisebb (2- 3%), de ez nem túl kritikus, mert. ha nincs digitális skála, akkor a teljes frekvencia mérési hibát a vezérlő vevő mechanikai skálájának pontossága határozza meg, és itt a hiba jóval nagyobb (akár 5-10%), ezért a GPA kiszámításakor a GPA hangolási tartományt némi árrással biztosítjuk.
Maga a mérési módszer egyszerű. Egy kis drótdarab, például a multiméter egyik szondájának egyik végét csatlakoztatjuk a vezérlővevő külső antennacsatlakozójához, a másik végét pedig egyszerűen az állítható GPA tekercse mellé helyezzük. a KPE GPA gomb maximális kapacitású helyzetbe állításával a vevő hangoló gombjával keressen hangos hangjelet, és határozza meg a frekvenciát a vevő skáláján. ha a vevő skála a rádióhullám méterében van kalibrálva, akkor a MHz-es frekvenciára való átszámításhoz használjuk a legegyszerűbb képlet F=300/L (hullámhossz méterben).
Így az első bekapcsoláskor megkaptam a GPA generálásának alacsonyabb frekvenciáját 3120-3400 kHz tartományban (a tuningmag helyzetétől függően), amiből látható, hogy ez kívánatos. hogy a kezdeti frekvenciát 10-12 százalékkal növeljük, és ennek megfelelően 20-24 százalékkal csökkenteni kell az áramköri kapacitást. Ennek legegyszerűbb módja, ha a C8-at 620pF-re állítja. E csere után a tekercsmag megépítésével könnyedén a GPA hangolási tartományát a szükséges tartományba (3490-3565 kHz) hajtjuk, ami 6980-7130 kHz-es vételnek felel meg. Ezután csatlakoztatjuk az antennát, a KPI gombot a középső állásba, azaz a működési tartomány közepére állítjuk, majd az L1 tekercsmag mozgatásával a bemeneti áramkört a zaj és az éter jelek maximumára állítjuk. Ha a mag forgása során a maximum elérése után zajcsökkenést észlelünk, ez azt jelzi, hogy a bemeneti áramkör megfelelően van konfigurálva, visszaállítjuk a magot a maximális helyzetbe, és elkezdhetjük az amatőr SSB állomások keresését és a hallgatást. a PPP minőségének értékelésére. Ha a mag forgása (mindkét irányban) nem tud egyértelmű maximumot rögzíteni, azaz a jel tovább növekszik, akkor az áramkörünk hibásan van beállítva, és kondenzátort kell választani. Tehát ha a jel tovább növekszik, amikor a magot teljesen kicsavarják, akkor a C2 áramkör kapacitását csökkenteni kell, általában (ha a tekercs előzetes számítása hiba nélkül történik), elegendő a következő legközelebbi értéket beállítani. - az én verziómban 390pF. És ismét ellenőrizzük a bemeneti áramkör rezonanciára hangolásának lehetőségét. Ezzel szemben, ha a jel tovább csökken, amikor a magot teljesen kicsavarjuk, akkor a C2 áramkör kapacitását növelni kell.
A PPP és korszerűsítésének vizsgálati eredményeinek elemzése. Ahogy fentebb említettük, az első SPT-hallgatás az éterben ezt mutatta
1. A hang valamiféle csengetésnek bizonyult, a spektrum mentén összeszorult és nagyon kellemetlen a fülnek.
2. Megfelelően nagy IFR antenna csatlakoztatása interferenciát okoz az amatőr sávhoz közeli frekvenciájú műsorszóró állomások erős jeleinek közvetlen AM észlelése miatt.
Elemezzük ezeknek a problémáknak az okait és megoldásait a fent felsorolt sorrendben. És itt már csak az előzetes előkészítés során kapott tranzisztor paraméterek vannak.
Nézzük az ábrát. 7. ábra, amely az ULF kimeneti fokozat emitter részének egyenértékű áramkörét mutatja. Mint látható, a T3 tranzisztor Re3 emitterellenállása sorba van kötve a C10 kondenzátorral, és egy klasszikus RF korrekciós áramkört alkotnak, azaz egy ekvivalens HPF áramkört - elnyomják az alacsony frekvenciákat Fcp = 1 / (6,28 *) vágási frekvenciával Re3 * C10). A T3 tranzisztor Re3 emitterellenállásának értéke \u003d 0,026 / 0,002 \u003d 13 ohm, és ennek következtében a Fav kimeneti fokozat RF korrekciós áramkörének vágási frekvenciája \u003d 2,6 kHz !!! Itt van a második oka az alulról „összeszorított” spektrumnak. Ha a T3 kollektoráram kisebb (a telefonok soros csatlakoztatásával járó opciónál - 1 mA, azaz R5 ellenállás = 1,2-1,5 kOhm), akkor Fav = 1,3 kHz, ami még mindig rendkívül elfogadhatatlan értéket ad. Meg kell jegyezni, hogy egy valós áramkörben ennek az áramkörnek az észrevehető hatása a frekvenciaválasz alulról történő blokkolására a T3 tranzisztor viszonylag kis Vst-jével (kevesebb, mint 70-100) az alacsonyabb frekvenciákat érinti - körülbelül 500-600 Hz. De amint megnöveljük a T3 tranzisztor Vst-jének effektív értékét (a T3 bemenetén egy további emitterkövetőt vezetünk be - lásd lentebb a fejlesztés leírását), az teljes pompájában jelenik meg, vagyis a a -6 dB meredekségű alacsony frekvenciájú blokkolás a teljes tartományban a 2,6 kHz-es vágási frekvenciáig terjed. Ezért annak érdekében, hogy az SPP frekvenciaválaszának alsó része ne függjön a tranzisztorok működési módjaitól és paramétereiktől, a C10 kapacitást 10-20-szorosára kell növelni, pl. válasszon 47-100uF.A próbahallgatás azt mutatta, hogy a PPP önzaj szintje nagyon alacsony - a zaj alig hallható. Ez pedig azt jelenti, hogy lehetőségünk van legalább többszörösére növelni az ULF általános nyereségét - olyan szintre, amikor a telefonokban hallható SPP eredendő zaja nem éri el a kényelmetlenségi küszöböt - a telefonokkal végzett munka során, a a szerző szerint ez a szint körülbelül 15-20 mV . Elméleti elemzésábrán látható, hogy az ULF áramkörünk (két fokozat OE-vel, galvanikus kapcsolattal) az első közelítésben Cus = (Vst3 * Rtelef * Ik2) / 0,026, azaz főleg csak az első fokozat kollektoráramától függ. , statikus együttható a második fokozat T3 tranzisztor áramának és a telefonok ellenállásának erősítése (és, bármennyire is furcsának tűnik, gyakorlatilag nem függ a bemeneti fokozat T2 tranzisztorának Vst-jétől). A képlet e három összetevője közül kettő meglehetősen mereven van beállítva. Az Ik2 \u003d 0,5-0,9 mA-t az első fokozat minimális zajának feltétele határozza meg, az Rtel - szintén nem változtatható meg (feltételezzük, hogy a telefonok már sorba vannak kötve kapszulákkal).
Az egyetlen lehetőség a Vst növelése maradt. De hogyan? A szerző nagy nehezen, jó tucat MP-NIS-en (amelyekben általában Vst = 30-50 van), talált egy MP41A-t, amelynek Vst = 110 (mondhatni exkluzív), de kell egy még nagyobb, minden 5-7, Vst?
A megoldás meglehetősen egyszerű - tegyen egy emitter követőt a második fokozat bemenetére. Ebben az esetben a teljes Vst = a Vst3 * Vst4 szorzata, és még legalább Vst = 30 tranzisztorok esetén is a teljes Vst = 900 több mint elegendő. Ennek eredményeként az áramkör enyhe bonyolítása miatt (egy tranzisztor és egy ellenállás hozzáadásával) többször (az én verziómban -5-7) alkalommal növeltük a Kus-t, és ezzel egyidejűleg lehetőségünk nyílt BÁRMILYEN SZERVIZHETŐ tranzisztor használatára. az ULF, a Vst előzetes kiválasztása nélkül, az eredmények jó megismételhetőségével.
A bemeneti jelszint működési beállítása, vagyis a DD vevő DD on-air jelekkel való összekapcsolása a legegyszerűbben egy közönséges 10-22 kOhm-os potenciométerrel valósítható meg, amely az antenna és a bemeneti áramkör közé van csatlakoztatva.
Ugyanaz a potenciométer hatékonyan látja el a hangerőszabályozás funkcióit. Most már nincs AM interferencia (még a legegyszerűbb, gyenge minőségű egykörös előválasztóval sem!) És a teljes tartományt hallgathatja egészen a műsorszóró frekvenciájáig. A trükk az, hogy most az alacsony frekvenciájú út erősítése olyan, hogy teljes méretű antenna csatlakoztatásakor a PPP felhasználó egyszerűen kénytelen csökkenteni a bemeneti jelszintet az antennából, hogy kímélje a fülét (hangerőt). ), és ezáltal a keverőbe jutó interferencia szintje. Elvileg nagy antenna jelenlétében azonnal rá lehetne tenni egy 10-20dB-es nem kapcsolható csillapítót, de ezt nem tettem meg, mert. nagyon valószínű, hogy a PPP-nk gazdaságossága és autonóm tápegysége miatt nem stacionárius körülmények között is megtalálja majd alkalmazását, például amikor kilépünk a természetbe, véletlenszerű antennával vagy csak egy vezetékkel, majd a a fokozott érzékenység egyáltalán nem lesz felesleges.
Ha a PPP-t Krona akkumulátorról vagy akkumulátorról táplálja, lemerülésükkor a tápfeszültség 9,4-ről 6,5-7 V-ra csökken, a vevő továbbra is működőképes marad, de a GPA hangolási tartománya érezhetően eltolódik. Ha ezt a PPP-konstrukciót kellően pontos mechanikai skálával kívánja felszerelni, akkor célszerű biztosítani a GPA üzemmód stabilizálását. Ellentétben a tipikus megoldásokkal, amelyek feszültségstabilizátorokat (integrált vagy diszkrét elemeket) használnak, amelyek további áramot fogyasztanak az igényeiknek megfelelően, a PPP hatékonyságának megőrzése érdekében a GPA áramszabályozót (és valójában a T1 tranzisztor kollektoráramát) használjuk. ) tovább térhatású tranzisztor T5 (a KP302,303,307 sorozatból szinte bármilyen terepi eszköz használható, amelynek kezdeti leeresztőárama legalább 2-3mA).
A GPA kimeneti feszültségét most az R9 ellenállás kiválasztásával állítjuk be, amelyet kényelmesen 3,3-4,7 kOhm-os trimmerre cserélünk a hangolás idejére. Az optimális GPA feszültség beállítása után megmérjük a kapott ellenállásértéket és beállítjuk a legközelebbi névleges értékű állandót.
A sémán a fenti beállítások elvégzése után a PPP hangja természetes, természetes árnyalatot kapott, és kényelmesebbé vált az adás hallgatása.
A későbbi műszeres mérések azt mutatták, hogy az érzékenység (s / w = 10dB mellett) körülbelül 1,5-1,6 μV, azaz a csökkentett zajszint körülbelül 0,5-0,55 μV. A teljes zajszint a PPP kimeneten 12,5-13 mV. Összesen Kus több mint 20 ezer. A jelszint 30% AM 50 kHz-es detuning mellett, interferenciát okozva (a közvetlen AM érzékelés miatt) 10-11 mV nagyságrendű zajszinten, vagyis a DD2 vevőnk nem lett rosszabb, mint 86 dB - kiváló eredmény, a VPD keverőjének potenciális képességeinek szintjén! Összehasonlításképpen a most népszerű, 174XA2-re épülő SPP DD2-je mindössze 45-50 dB.
Következtetés. Amint látja, nem, ez olyan egyszerűnek bizonyult, ez az egyszerű PPP. De a PPP-technika nagyon demokratikus (ezért dicsőséges), és lehetővé teszi az egyszerű, szó szerint rögtönzött eszközöket, hogy akár kezdő rádióamatőrök számára is nagyon tisztességes konstrukciókat készítsenek és hangoljanak otthon, még a kezdő rádióamatőrök számára is. És őszintén szólva, régóta nem kaptam olyan örömet és kreatív elégedettséget, mint az alatt a négy nap alatt, amikor ennek a PPP-nek a "gereblyéjét" felállítottam és gereblyéztem. Az igazság kedvéért meg kell jegyezni, hogy az RA3AAE későbbi hasonló (három tranzisztoros) PPP-konstrukcióiban, például az utolsóban [6], nincs ilyen probléma, nos, kivéve talán a magas Vst-nél (ami nagyon valószínűleg a KT3102 esetében), az aluláteresztő szűrő terhelése magas, mert ha a PPP hang „csenget” - remélem most már tudja, hogyan kell kezelni.
,Egy egyszerű PPP-t építek
Nemrég nyolcéves fiam úgy döntött, hogy "beáll a forrasztópákába", és megkért, hogy készítsek vele valami vevőkészüléket. Figyelembe véve azt a tényt, hogy otthon az eszközökből - csak egy kínai digitális multiméter, a választásom a már legendás PPP V.T. Polyakovra esett. Ezt a vevőegységet már a 80-as években készítettem, és csak kellemes emlékeket hagyott maga után. De azokban az években nem volt sem tapasztalatom, sem normál műszerem, és természetesen nem végeztek műszeres méréseket - működött, és rendben. És most nehéz volt ellenállni a kísértésnek, hogy megismételje ezt a tervet és tesztelje eszközökkel, de a lényeg az, hogy összehasonlítsam a hangját a PPP-vel.ha ugyanazon az asztalon, ugyanazon az antennán (10-12 m-es vezetékek 10-12 m magasságban) a 40 m-es sávon dolgozunk - ez a legnehezebb az IFR számára az interferencia szempontjából, mert A nagy teljesítményű rádióállomások frekvenciája nagyon közel van, és ha a vevőegység jól működik ezen a tartományon, akkor mindenki másnál probléma nélkül fog működni. Sőt, kifejezetten germánium tranzisztorokon érdekelt a PPP-változat (bár már elavult - de sok rádióamatőrnél időtlen időktől fogva az éjjeliszekrényben fél vödörrel) vannak. a szerző már többször találkozott kollégáival, hogy állítólag lágyabb hangzást biztosítanak a vevőknek vagy éppen az ULF-nek. És most, különösebb sietség nélkül, két este alatt a fiam (szigorú irányításom alatt) beforrasztotta a vevőt, ellenőrizte az üzemmódokat, még pár perc a GPA beállítására, és lélegzetvisszafojtva csatlakoztatjuk az antennát (1. ábra). ).
Sajnos esti idő van (februárban volt, moszkvai idő szerint 22-00), gyakorlatilag nincs átjárás, és csak fülsiketítő füttyszó, zaj és ... kínai műsorszóró hallatszik a fejhallgatóban a teljes tartományban. Reggel, munkába indulás előtt újra bekapcsoltuk a PPP-t. Az átjárás jó volt, az amatőr állomások hangosan, néha fülsüketítően szóltak, de a hang valahogy csengő volt, a spektrum mentén összeszorult és nagyon kellemetlen a fülnek. És ismét szinte a teljes tartományban hallatszott a fent említett műsorszolgáltató, bár sokkal halkabban. A fiú csalódása nem ismert határokat, és sürgősen alaposan meg kellett elemezni ezt az általánosságban véve egyszerű kialakítást, és meg kell keresnem a módját annak, hogyan lehet otthon optimálisan beállítani, valójában csak egy olcsó teszterrel és egy hagyományos műsorszóró vevővel (ebben eset, ISHIM-003) vezérlésként, valamint a fő paraméterek javításának lehetséges módjai.
A különböző fórumokon időről időre megjelenő üzenetekből ítélve a kezdő rádióamatőrök nagy része szembesül hasonló problémákkal. Ezen gondolatok eredményeként megjelent ez a cikk, amelynek fő feladata, hogy részletesen elmondja egy kezdő rádióamatőrnek, hogyan készítsen és konfiguráljon helyesen egy egyszerű PPP-t otthon.
Szóval, kezdjük. Tekintettel arra, hogy a mérőműszerek közül csak a DT-830V kínai digitális multiméterrel rendelkezünk, az áramkör optimális konfigurálásához és a benne zajló folyamatok helyes megértéséhez némi előzetes előkészítést kell végeznünk, és meg kell próbálnunk a lehető legtöbb információt a fő részek paramétereiről (ez, mint a továbbiakban látni fogjuk, a jövőben nagyon hasznos lesz számunkra, amikor az áramkör működését elemezzük, és a működésének javítási módjait keressük). Folytatjuk a fő részletek kiválasztását.
1. Tranzisztorok. A leírás szerint szinte minden alacsony frekvenciájú p-p-p tranzisztor alkalmas kisfrekvenciás erősítőhöz. Kívánatos azonban, hogy a V3 alacsony zajszintű legyen (P27A, P28, MP39B), és mindkét tranzisztor áramátviteli együtthatója legalább 50-60. .2) és válassza ki a szükséges példányokat a rendelkezésre álló példányok közül. Megjegyzendő, hogy ezeknek a méréseknek az eredményei tájékoztató jellegűek, mert nagy hiba lehet, különösen germánium tranzisztorok esetén. Ennek a módnak a jellemzője a DT-830V multiméternél (és a hasonló kínaiakban), hogy a mérést akkor hajtják végre, amikor 10 μA rögzített áramot vezetnek az alapra. egyes germánium tranzisztorok hasonló kollektorbázisú fordított árammal rendelkezhetnek, ami a leolvasások arányos túlbecsléséhez vezet. De esetünkben ez nem kritikus.
2. A keverő diódája bármilyen nagyfrekvenciás szilícium lehet a KD503,509, 512, 521,522 sorozatból, de az importált 1N4148 és hasonlók jobbak. Megfizethetőek és olcsók (0,01 USD), de a fő előnyük a lényegesen kisebb paraméterek terjedése a hazaiakhoz képest. Célszerű párban felvenni őket, bár közvetlen ellenállással, de a DT-830V multiméter dióda folytonossági módban történő bekapcsolásával. A fotón (3. ábra) több mint ötven 1N4148-as dióda ellenőrzésének és kiválasztásának eredménye látható. Amint látható, a közvetlen ellenállásban való elterjedtségük rendkívül kicsi, ami egyébként lehetővé teszi, hogy biztonságosan ajánlhatóak többdiódás keverők építéséhez. Összehasonlításképpen, ahhoz, hogy felvegyek egy pár hazai KD522-t többé-kevésbé közeli értékekkel, jó 2 tucat diódán kellett átmennem.
3. KPI bármi lehet, de mindig légdielektrikummal, különben nehéz lesz elfogadható GPA stabilitást elérni. A régi ipari vevőkészülékek VHF blokkjaiból származó KPI-k (4. ábra), amelyek még mindig gyakran megtalálhatók rádiópiacainkon, nagyon kényelmesek. Beépített 1:3-as forgatójuk van, ami sokkal könnyebbé teszi az SSB állomásra hangolást. Mindkét szakaszt párhuzamosan kapcsolva hozzávetőlegesen 8-34pF kapacitást kapunk.
A határozottság kedvéért abból indulunk ki, hogy van ilyen KPI-nk. Ha a KPI maximális kapacitása eltér, akkor egy 39-51pF-os feszítőkondenzátor sorba kapcsolásával könnyen elérheti a szükséges értéket.
A szakítókondenzátor kiszámítása meglehetősen egyszerű. A sorba kapcsolt kondenzátorok teljes vagy azzal egyenértékű kapacitása Cekv = (Skpe * Crast) / (Ckpe + Crast).
Innen a próbaértékek többszöri helyettesítésével megkaphatja, amit keres. Tehát a KPI maximális kapacitásával, például Speedola = 360pF-ből, meg kell kapnunk a KPI ekvivalens kapacitását (az előző példából = 34pF). A próbaértékek helyettesítésével 39pF-et találunk.
4. Elektromágneses fejhallgató, szükségszerűen nagy ellenállású (körülbelül 0,5H induktivitású elektromágnestekercsekkel és 1500 ... 2200 Ohm egyenáramú ellenállással), például TON-1, TON-2, TON-2m, TA-4, TA- 56m. Sorba kapcsolva, azaz az egyik „+”-ja a másik „-”-jához van kötve, teljes ellenállásuk egyenáram esetén 3,2-4,4 kOhm, váltóáram esetén körülbelül 10-12 kOhm 1 kHz-es frekvencián . Tehát benne vannak az RA3AAE eredeti IFR-sémájában, ezért érdemes elhagyni őket. Az én verziómban a TON-2 telefonok párhuzamosan vannak csatlakoztatva, ami lehetővé tette egyszerre nagy hangerő elérését a Radio-76 működése során, mivel az ellenállás 4-szer kisebb (egyenáramban mindkettő 800-1,1 kOhm és váltakozó áramban - körülbelül 3,5-4 kOhm), ami ennek megfelelően négyszeresére növelte a kimeneti teljesítményt. Többé nem változtattam soros kapcsolatra - ez nem kritikus, de a tapasztalatok szerint a kapott hangerő továbbra is túlzott, és ennél a PPP-nél jobb, ha a telefonok soros csatlakoztatását alkalmazzuk.
5. LPF induktor. A cikkben leírtak szerint a 100 mH induktivitású L3 aluláteresztő szűrőtekercs egy 2000NN ferritből készült K18X8X5 mágneses áramkörre van feltekerve, és 250 menetes PELSHO 0,1-0,15 vezetéket tartalmaz. Használhatja a K10X7X5 mágneses áramkört ugyanabból a ferritből, a fordulatok számát 300-ra növelve, vagy a K18X8X5-öt 1500 NM vagy 3000 NM ferritről (ebben az esetben a tekercsnek 290, illetve 200 fordulatból kell állnia). Használhat megfelelő készet is, például úgy, hogy a kimeneti transzformátor primer tekercsének felét kis méretű tranzisztoros vevőkészülékekből vagy egy kazettás magnó univerzális mágneses fejének egyik tekercsét használja. Kész tekercset használtam 105 mGot egy bontott ipari aluláteresztő szűrőhöz D3.4. Extrém esetekben a szűrőtekercs 1-1,3 kOhm ellenállású ellenállásra cserélhető. De mégis jobb ezt elkerülni, mert a vevő szelektivitása és érzékenysége már nem túl magas, és észrevehetően romlik.
6. HF to induktorok (PDF és GPD). Különös figyelmet kell fordítani ezekre az induktorokra, hiszen sok múlik a minőségükön: a vevő érzékenysége, a helyi oszcillátor frekvencia stabilitása, a szelektivitás. És amint azt a fórumokon való kommunikáció tapasztalatai mutatják, a kezdő rádióamatőrök számára ezek gyártása okozza a legnagyobb nehézségeket, mert. nem valószínű, hogy sikerül beszerezni (megvenni) ugyanazokat a kereteket, mint a szerző, vagy más tartományra akarod átépíteni a vevőt. Ebben az esetben egy induktivitásmérő, legalábbis a legegyszerűbb előtag jelenléte nagyban segít.
de nekünk, ahogy korábban megbeszéltük, nincs másunk, mint egy multiméter és egy háztartási rádióvevő HF sávval - egy vagy több feszített - ez nem kritikus, nekem Ishim-003-am van. Ebben az esetben hogyan kell helyesen kiválasztani (számítani) és elkészíteni a tekercseket?
Először is hadd emlékeztesselek arra, hogy az áramkör rezonanciafrekvenciáját a jól ismert Thomson-képlet határozza meg.
Ahol F a frekvencia MHz-ben, L - induktivitás μH-ban, C - kapacitás pF-ben
Minden rezonanciafrekvenciára az L * C szorzat egy állandó érték, ennek ismeretében könnyű kiszámítani L-t ismert C-vel és fordítva. Tehát az amatőr sávok közepén az L * C (μH * pF) szorzat 28 MHz - 32,3, 21 MHz - 57,4, 14 MHz - 129,2, 7 MHz - 517, 3,5 MHz - 2068 1,8 MHz - 7400. L és C fajlagos értékeinek megválasztása bizonyos határokon belül meglehetősen önkényes, de az amatőr gyakorlatban van egy jó, jól bevált szabály - a 28 MHz-es tartományhoz vegyünk induktivitást körülbelül 1 μH, a kapacitás pedig körülbelül 30 pF. A frekvencia csökkenésével egyenes arányban növeljük a kondenzátor kapacitását és a tekercs induktivitását. Tehát 7 MHz-es frekvenciánál (bemeneti áramkör) az ajánlott értékek 120pF és 4,3 μH, 3,5 MHz (GPA-áramkör) pedig 240 és 8,6 μH.
De a gyakorlatban gyakran, különösen a tárgyalt rendszer esetében, az értékek nagy eltérései elfogadhatóak - időnként anélkül, hogy észrevehető hatást gyakorolnának a munka minőségére. És gyakran egészen prózai dolgok válnak a meghatározó kritériummá:
1. A szükséges értékekhez közeli induktivitású kész tekercsek rendelkezésre állása. Általában egy rádióamatőr „éjjeli szekrényében” hever néhány régi, törött vevőegység, amelyek „adományozóként” és alkatrész-beszállítóként szolgálnak új kialakításokhoz, pl. és tekercsek, amelyek közül sok kész formában, változtatás nélkül elfér a vevőnk számára. Mivel az induktivitás mérésére nincs lehetőségünk, referenciaadatokat kereshetünk - legreálisabban a háztartási berendezésekről szóló, korábban tömegesen gyártott referenciakönyvekben. Ma már nagyon hatékony keresők vannak az interneten, így nem probléma, ha ilyen címtárakat elektronikus formában találunk.
A kész tekercsek kiválasztásának fő követelménye a menetek 1/3 ... 1/4 (nem kritikus) részének csap (vagy kapcsolótekercs) jelenléte. Tehát a PPP-m "adományozója" a régi "Szonáta" volt. A GPA-ban egy KV-2 helyi oszcillátor áramkört építettem be 3,6 μH induktivitású (26,5 fordulat huroktekercs és 8 fordulat kommunikációs tekercs), a bemeneti áramkörbe pedig megfelelőbb hiányában. az egyik, egy KV-4 tekercs, amelynek induktivitása 1,2 μH (3,5-től 15 fordulat csappal) - amint láthatja, az utóbbi nagyon messze van az optimálistól, és ez a megoldás mégis meglehetősen hatékony, és ahogy az alábbiakban látni fogjuk , a keverőben rejlő lehetőségek szinte teljes kiaknázását biztosítja.
2. egy másik kritérium az áramköri kapacitás megválasztása annak érdekében, hogy a rendelkezésre álló KPI-vel biztosítsuk a kívánt hangolási tartományt. A számítás meglehetősen egyszerű. relatív sávszélesség, például 7 MHz, kis margóval a széleken = (7120-6980)/7050=0,02 vagy 2%. Ehhez a hurokkapacitást dupla értékkel újra kell építeni, pl. 4% (240pF értékből), ami csak 9,6pF, ami gyakorlati megvalósításban nem túl kényelmes, mert még egy kis kapacitású VHF KPI-hez és egy aktív szekcióhoz is be kell kapcsolni egy feszítőkondenzátort, de mi van a 270-360pF maximális kapacitású szabványos KPI-k bekapcsolásával? Ezért az ellenkezőjéről indulunk el - a 34pF-8pF \u003d 26 pF kapacitás átstrukturálása 4%, így az áramkör teljes kapacitása 650pF. Ebben az esetben az induktivitás 3,2 μH. Tegyük fel a nálunk lévő tekercset, aminek az induktivitása 3,6 μH (a mag középső helyzetével), az induktivitás finomhangolási lehetősége alapján ennek a magnak a mozgatásával.
De mit tegyen egy rádióamatőr, ha nincs "stratégiai" készlete kész tekercsekből? Nincs más választás – saját kezűleg kell elkészítenie azokat a rendelkezésre álló kereteken. Fegyverezzük fel magunkat egy tolómérővel és mérjük meg az átmérőt, ha vannak szakaszok - belső átmérő, egy szakasz szélessége és egyszerre, a pofák átmérője, majd elvégezzük a keret külső vizsgálatát - sima vagy bordás (HF vevőtekercsek, 100NN magos vagy IF tekercsek TV-kből) - minden HF sávhoz jó, szekcionált (heterodyne SV, DV vagy IF, mag 600НН) - a legjobb eredmény az alacsony sávokon (160 és 80 m). A tekercs fordulatszámának kiszámítása meglehetősen egyszerű.
Figyelembe véve azt a tényt, hogy a hangolómag (középső helyzetben) körülbelül 1,3-1,5-szeresére növeli az induktivitást (ha ferrit) vagy 1,2-1,3-szorosára (10 mm hosszú karbonil - a régi TV-k IF-tekercseiből), a számítás A tekercsfordulatokat a szükséges induktivitástól számított megfelelő számú alkalommal hajtják végre. A számítási képleteket minden rádióamatőr referenciakönyv tartalmazza, de gyakran kényelmesebb speciális számítási programok használata, például a MIX10, a Kontur32 kényelmes egyrétegű tekercs kiszámításához, és minden típushoz, beleértve. többrétegű - RTE.
Ugyanezekkel a programokkal egyébként nagyjából egy ismeretlen eredetű kész tekercs induktivitását is meg lehet határozni. Az eljárás ugyanaz - megmérjük a tekercs geometriáját (átmérő, tekercs hossza), vizuálisan megszámoljuk a fordulatok számát, és behelyettesítjük ezeket az adatokat a programba. Ne felejtse el megszorozni a számítási eredményt a meglévő mag induktivitásnövekedési tényezőjével.
Természetesen az induktivitás számított definíciójában a hiba meglehetősen nagy lehet (akár 30-40%), de ettől ne féljünk - ebben a szakaszban fontos, hogy ismerjük az induktivitás sorrendjét. Minden más, ha szükséges, könnyen korrigálható az RFP beállításának folyamatában.
Néhány szót kell ejteni a GPA-ról. Ez a PPP kapacitív hárompontos áramkört használ T1 tranzisztorral (5. ábra), amely az OB áramkör szerint van bekötve. Lánc R 1 C Az 5. ábra az amplitúdó-stabilizálás (gridlick) funkcióit látja el, de ezen kívül ugyanezt az amplitúdó-stabilizáló funkciót (és nagyon hatékonyan) a VPD-n lévő terheléskeverő (ugyanaz a kétoldali dióda-határoló) látja el. Ennek eredményeként a fordított POS C8 / C7 kapacitásának arányának kiválasztásakor 5-10 és egy kellően nagyfrekvenciás tranzisztor ( F gran>10 F slave, esetünkben ez a feltétel teljesül, a KT312 esetében F gran>120MHz, KT315-höz F határ > 250 MHz), a GPA stabil generálást és stabil amplitúdót biztosít az áramkör karakterisztikus impedanciájának megváltoztatásakor, pl. arányok L/C nagyon széles tartományban, ami tulajdonképpen nagy szabadságot ad az induktivitás vagy kapacitás értékeinek megválasztásában.
Csum \u003d Spar + Skpe + Seq 7.8. A mi esetünkben a számítás C7=750, C8=4700pF.
Még egyszer hangsúlyozom, hogy a CPI légdielektrikummal való használata szinte automatikusan biztosítja számunkra a GPA nagyon magas stabilitását anélkül, hogy különleges hőstabilizációs intézkedéseket tennénk. Tehát az én 7 MHz-es PPP modellem, ha Krona hajtja, legalább fél óráig tartja az SSB állomást anélkül, hogy észrevehető változás lenne a levelező hangjának hangszínében, vagyis az abszolút instabilitás nem rosszabb, mint 50-100 Hz!
Tekintettel arra, hogy az általunk választott tartomány meglehetősen szűk sávú, nincs szükség a GPA-val szinkron bemeneti áramkör átstrukturálására, ezért az áramkört kissé leegyszerűsítjük (lásd 5. ábra). Ha az előzetes előkészítés befejeződött, folytathatja a telepítést.
A prototípus elkészítéséhez célszerű egy speciálisan erre készített táblát, az úgynevezett "halat" használni, ami egy egyoldalú fólia üvegszál vagy getinax darab, amelynek rézfóliáját egy vágó egyenletesen apró négyzetekre vágja. (téglalapok) 5-7 mm oldalmérettel. Miután finom csiszolópapírral fényesre tisztítottuk, fedjük be egy kis réteg folyékony gyantával (alkoholos oldat) - és kész is a "hal". Érdemes egy kis erőfeszítést költeni a gyártásra, ha továbbra is rádiótechnikával foglalkozik, akkor többször is hasznos lesz. A képen látható makettet (1. kép) még diákkoromban készítettem, és már több mint negyed évszázada működik megfelelően, így gyorsan és minimális ráfordítással elég nagy maketteket készítettem. sémák és tervek. A beépítés során igyekszünk az alkatrészeket a diagramon látható módon elhelyezni, miközben a PDF és GPA tekercsek között a lehető legnagyobb távolságot biztosítjuk. Valamennyire viszontbiztosítottam, és ezen áramkörök további szétcsatolása érdekében a tekercseket különböző síkban helyeztem el a kenyérlapon (a bemenet vízszintes, a GPA pedig függőleges), de ha a tekercsek közötti távolság 30-40 mm-nél nagyobb, ill. árnyékolt, ez nem különösebben szükséges.
PPP létrehozása . Az alkatrészek felszerelése után újra gondosan ellenőrizzük, hogy nincsenek-e hibák, és csatlakoztassuk a tápfeszültséget - akkumulátort vagy akkumulátort.A telefonokban kicsi, alig megkülönböztethető és egyenletes spektrumú zajt kell hallani, ha rekedt, alacsony frekvenciájú árnyalat keveredik vele - 50 Hz-es direkt felvétel bizonyítéka a hálózatról, forrást keresünk interferenciát az elrendezésünk közelében, és legalább a hangolás idejére eltávolítjuk. Így amikor először bekapcsoltam, volt egy észrevehető háttér, aminek a forrása a forrasztópáka szorosan elhelyezkedő leléptető transzformátora volt, miután az asztalról a padlóra vittem, az interferencia láthatatlanná vált. A jövőben, amikor a PPP-t kész kivitelben készítik, erősen ajánlott árnyékolt (fém) tokba helyezni, és az ilyen problémák háttérbe szorulnak. Meggyőződésünk az ULF általános teljesítményéről azáltal, hogy ujjunkkal megérinti az aluláteresztő tekercs bármelyik vezetékét L3. Hangos "morgásnak" kell hallania a telefonokban. Ellenőrizzük az egyenáramú tápellátási módokat - a T3 emitteren (6. ábra) 0,9-1,3 V nagyságrendű feszültségnek kell lennie, ami biztosítja a zaj szempontjából optimális T2 üzemmódot. Ha a feszültség túllépi ezeket a határokat, akkor elérjük a kívánt választást R2 figyelembe véve azt a tényt, hogy ellenállásának növekedése feszültségnövekedést okoz és fordítva. Ellenállás értéke R Az 5 a kimeneti fokozat áramát állítja be, ebben az esetben körülbelül 2mA, ami akkor optimális, ha a telefonok párhuzamosan vannak csatlakoztatva, ha soros kapcsolat van, akkor ezt az ellenállást jobb, ha egyidejűleg 1-1,5 kOhm-ra növeljük. ez némileg növeli a PPP hatékonyságát.
Ezután ellenőrizzük a GPA-t. Meg kell jegyezni, hogy a T1 tranzisztor emitterének feszültségének nem kell egyenlőnek lennie 6-8 V-tal (ahogyan az eredeti forrásban szerepel), és talán egy normálisan működő áramkörben, amely 2-től ugyanazon 6-8 V-ig terjed, például az én elrendezésemben ez körülbelül 2,4 V. Ez az érték általában sok tényezőtől függ - a keverődiódák típusától, a Kus tranzisztortól, a POS mélységétől, az áramkör minőségi tényezőjétől, a keverőnek az áramkörbe való bevonásának együtthatójától, pl. a kapcsolótekercs fordulatszáma vagy a tekercscsap helye, az ellenállások értékei az alap- és emitteráramkörökben stb., stb.
Más forrásokban a szilíciumdiódákkal ellátott VPD-k hasonló keverőinek beállításainak leírásakor ajánlott körülbelül 0,7 ... 1V amplitúdójú feszültséget adni a keverőhöz - jó, hogy van mit szabályozniuk - egy RF voltmérő. vagy egy oszcilloszkóp. De lényegében mindezek a beállítás KÖZVETLEN vezérlésének módszerei, bár sok szempontból helyesek, de gyakran távolról sem OPTIMÁLIS, mert a diódák nyitási feszültsége nemcsak a különböző típusoknál különbözik jelentősen (például a KD503-nak van egy legmagasabb, a KD521-ben kevesebb , a KD522-ben még kevesebb), de ugyanazon a típuson belül is. A keverő üzemmód pontos és optimális beállítása általános esetben CSAK a DD és az érzékenység közvetlen műszeres vezérlését biztosítja.
Mindez persze az elméleti elemzés szempontjából nagyon érdekes lehet, de szerencsére nincs különösebb szükségünk arra, hogy mindezzel vesződjünk, mert. VPD-n lévő keverőnél egyszerűbb és meglehetősen pontos mód van a szükséges GPA feszültség beállítására KÖZVETLEN SZABÁLYOZÁSSAL, a szó szoros értelmében rögtönzött diódaműködési mód segítségével, amivel egyszerűen és jól láthatóan biztosítható a KÖZVETLEN optimális működés.
Ehhez átkapcsoljuk az egyik dióda bal (lásd 6. ábra) kimenetét a segédre. RC lánc. Az eredmény egy klasszikus GPA feszültség-egyenirányító, amely megduplázódik, és a terhelés megközelítőleg megegyezik a keverő valódi feszültségével. Ez a fajta „beépített RF voltmérő” lehetőséget ad arra, hogy konkrét diódák működési módjait ténylegesen mérjük egy adott GPA-ból közvetlenül a működési áramkörben. Vezérlésre csatlakoztatva a 0-s ellenálláshoz R 1 multiméter DC feszültség mérési módban, ellenállás kiválasztása R 3 0,35-0,45 V feszültséget érünk el - ez lesz az optimális feszültség az 1 diódákhoz N 4148, 522 521 KD. Ha KD503-at használnak, akkor az optimális feszültség magasabb - 0,4-0,5 V. Itt van a teljes beállítás. A dióda kimenetét visszaforrasztjuk a helyére, és eltávolítjuk a segédláncot.
Ezután folytatjuk a GPA frekvenciáinak meghatározását és a szükséges tartományhoz való kapcsolását. Itt szükségünk van egy vezérlő vevőkészülékre, amely a fent említettek szerint bármely használható vevőhöz (kommunikációhoz vagy műsorszóráshoz) használható, amely legalább egy széles vagy több kiterjesztett HF sávval rendelkezik - nem kritikus. Az alábbi táblázatban tájékozódásra adjuk meg a műsorszóró és amatőr sávok működési frekvenciáit. Mint látható, az amatőr sávokhoz legközelebb a sugárzó 41 m-es sáv áll, amely a valódi vevőkészülékekben általában 7100 kHz alatti, legalább 7000 kHz-ig terjedő frekvenciákat fed le.
Asztal 1
A fő vágási frekvenciái KB sávok
Tartományok |
||||
|
rövidített nevek, m |
Frekvencia határok, MHz |
Sávszélesség, MHz. |
f cp , MHz |
Relatív tartományszélesség, % |
|
KB műsorsávok |
||||
|
49 |
5,950 - 6,200 |
0,250 |
6,075 |
4,1 |
|
41 |
7,100 - 7,300 |
0,200 |
7,200 |
2,7 |
|
31 25 19 |
9,500 - 9,775 11,700 - 11,975 15,100 - 15,450 |
0,275 0,275 0,350 |
9,637 11,837 15,275 |
2,8 2,3 2,9 |
|
16 |
17,700 - 17,900 |
0,200 |
17,800 |
1.1 |
|
13 |
21,450 - 21,750 |
0,300 |
21,600 |
1,3 |
|
11 |
25,600 - 26,100 |
0,500 |
25,850 |
1,9 |
|
KB rádióamatőr zenekarok |
||||
|
160 |
1,8 0 0 - 2 , 00 0 |
0, 2 00 |
1,900 |
10,5 |
|
80 |
3,500 - 3, 80 0 |
0, 30 0 |
3, 650 |
8,2 |
|
40 |
7,000 - 7, 2 00 |
0, 2 00 |
7, 10 0 |
2,8 |
|
20 |
14,000 - 14,350 |
0,350 |
14,175 |
2,4 |
|
14 |
21,000 - 21,450 |
0,450 |
21,225 |
2,2 |
|
10 |
28,000 - 29,700 |
1,700 |
28,850 |
5,8 |
És ez nekünk teljesen megfelel, hiszen a GPA nem csak az alapfrekvencia, hanem a legközelebbi felharmonikusok (2,3 és még magasabb) vételével is kalibrálható. Így esetünkben (GPA = 3500-3550 kHz) a GPA frekvenciáit a 2. harmonikus határozza meg, amely rendre 7000-7100 kHz tartományba esik. Természetesen a legegyszerűbb a kalibrálás egy kommunikációs vevővel (főleg digitális mérleggel) vagy egy átalakított (beépített keverő típusú detektorral) AM-t sugárzó, mint nekem az Ishim-003-am. Ha nem rendelkezik ilyennel, hanem csak egy normál AM vevővel, természetesen megpróbálhatja hallani egy erős hordozó jelenlétét, ahogy azt néhány leírás javasolja., de őszintén szólva, ez a tevékenység nem a gyenge szívűeknek való - még a GPA főfrekvenciáját keresve is nehéz elvégezni, a harmonikusokról nem is beszélve.Ezért ne szenvedjünk – ha a vezérlővevő szereti az AM-et, tegyük AM-re! Ehhez (lásd a 6. ábrát) 10-22nF (nem kritikus) kapacitású 0C2 segédkondenzátorral csatlakoztatjuk az ULF kimenetet a bemenethez, ezáltal az ULF-ünket alacsony frekvenciájú generátorrá alakítjuk, és a keverőt Mostantól (és meglehetősen hatékonyan!) egy AM modulátor funkcióit ugyanazzal a frekvenciával látja el, mint amit a telefonokban hallunk. Most a GPA generálási frekvencia keresése nagymértékben megkönnyíthető nemcsak a fő GPA frekvencián, hanem annak harmonikusainál is. Ezt kísérletileg ellenőriztem úgy, hogy először az alapfrekvenciát (3,5 MHz) és annak második harmonikusát (7 MHz) kerestem meg kommunikációs vevő módban, majd AM módban. A jel hangereje és a keresés kényelme közel azonos, a különbség csak annyi, hogy AM módban a széles modulációs sávszélesség és az IF sávszélessége miatt a frekvencia meghatározásának pontossága valamivel kisebb (2- 3%), de ez nem túl kritikus, mert. ha nincs digitális skála, akkor a teljes frekvencia mérési hibát a vezérlő vevő mechanikai skálájának pontossága határozza meg, és itt a hiba jóval nagyobb (akár 5-10%), ezért a GPA kiszámításakor a GPA hangolási tartományt némi árrással biztosítjuk.
Maga a mérési módszer egyszerű. Egy kis drótdarab, például a multiméter egyik szondájának egyik végét csatlakoztatjuk a vezérlővevő külső antennacsatlakozójához, a másik végét pedig egyszerűen az állítható GPA tekercse mellé helyezzük. a KPE GPA gomb maximális kapacitású helyzetbe állításával a vevő hangoló gombjával keressen hangos hangjelet, és határozza meg a frekvenciát a vevő skáláján. ha a vevő skálája rádióhullám méterben van kalibrálva, akkor a MHz-es frekvenciára való konvertáláshoz a legegyszerűbb képletet használjuk F=300/L (hullámhossz méterben).
Így az első bekapcsoláskor megkaptam a GPA generálásának alacsonyabb frekvenciáját 3120-3400 kHz tartományban (a tuningmag helyzetétől függően), amiből látható, hogy ez kívánatos. hogy a kezdeti frekvenciát 10-12 százalékkal növeljük, és ennek megfelelően 20-24 százalékkal csökkenteni kell az áramköri kapacitást. Ennek legegyszerűbb módja, ha a C8-at 620pF-re állítja. E csere után a tekercsmag megépítésével könnyedén a GPA hangolási tartományát a szükséges tartományba (3490-3565 kHz) hajtjuk, ami 6980-7130 kHz-es vételnek felel meg. Ezután csatlakoztatjuk az antennát, a KPE gombot a középső helyzetbe, azaz a működési tartomány közepére állítjuk, és mozgatjuk a tekercsmagot L 1 beállítjuk a bemeneti áramkört a maximális zajhoz és jelekhez. Ha a mag forgása során a maximum elérése után a zaj csökkenése figyelhető meg, ez azt jelzi, hogy a bemeneti áramkör megfelelően van konfigurálva, visszaállítjuk a magot a maximális helyzetbe, és elkezdhetjük az amatőr keresést. SSB állomások és próbahallgatás a PPP minőségének értékelése érdekében. Ha a mag forgása (mindkét irányban) nem tud egyértelmű maximumot rögzíteni, azaz a jel tovább növekszik, akkor az áramkörünk hibásan van beállítva, és kondenzátort kell választani. Tehát ha a jel tovább növekszik, amikor a magot teljesen kicsavarják, akkor a C2 áramkör kapacitását csökkenteni kell, általában (ha a tekercs előzetes számítása hiba nélkül történik), elegendő a következő legközelebbi értéket beállítani. - az én verziómban 390pF. És ismét ellenőrizzük a bemeneti áramkör rezonanciára hangolásának lehetőségét. Ezzel szemben, ha a jel tovább csökken, amikor a magot teljesen kicsavarjuk, akkor a C2 áramkör kapacitását növelni kell.
A PPP és korszerűsítésének vizsgálati eredményeinek elemzése. Ahogy fentebb említettük, az első SPT-hallgatás az éterben ezt mutatta
1. A hang valamiféle csengetésnek bizonyult, a spektrum mentén összeszorult és nagyon kellemetlen a fülnek.
2. Megfelelően nagy IFR antenna csatlakoztatása interferenciát okoz az amatőr sávhoz közeli frekvenciájú műsorszóró állomások erős jeleinek közvetlen AM észlelése miatt.
Elemezzük ezeknek a problémáknak az okait és megoldásait a fent felsorolt sorrendben. És itt már csak az előzetes előkészítés során kapott tranzisztor paraméterek vannak.
1. A fejhallgató tesztcsatlakozása a szerző CCI-jéhez azt mutatta, hogy jó állapotban vannak, és elég tisztességes hangzásúak, bár természetesen nem Hi-fi . Kiderül, hogy nem bennük van a lényeg, hanem a kisfrekvenciás út sikertelenül kiválasztott elemeiben (5. ábra), amelyek felelősek annak teljes frekvenciamenetének kialakításáért. Négy ilyen elem van:
LPF С3 L 3 C5, U-alakú áramkör szerint készült, körülbelül 3 kHz vágási frekvenciával, amely csak a karakterisztikával megegyező terhelés mellett ad vízszintes frekvenciamenetet, amely a diagramon feltüntetett elemekre körülbelül 1 kOhm [5]. Szűrő eltérés esetén a frekvenciamenete némileg megváltozik:ellenállásra terhelve többszörösen kevesebbjellemző, a vágási frekvencia tartományában néhány dB-lel csökken a frekvenciamenet, ellenkező esetben növekedés figyelhető meg. Az audió spektrum felső frekvenciáinak enyhe emelkedése hasznos az érthetőség javítására, ezért valós áramkörben célszerű a karakterisztikusnál 1,5-2-szer nagyobb ellenállással terhelni a szűrőt. De ha az aluláteresztő szűrő terhelési ellenállása lényegesen magasabb, akkor a frekvenciamenet kifejezett rezonanciát kap, ami a vett jel spektrumának észrevehető torzulásához és kellemetlen „csengetés” megjelenéséhez vezet. Megjegyzendő, hogy a fentiek a kellően magas minőségi tényezővel (több mint 10-15) aluláteresztő szűrőtekercsekre igazak - ezek általában gyűrűs és páncélozott, nagy áteresztőképességű ferritmagokra tekercselt tekercsek. A kis méretű kisfrekvenciás transzformátorok vagy szalagos GU-k alapján készült tekercseknél a minőségi tényező lényegesen alacsonyabb, és a füllel észrevehető rezonanciajelenségek (csengés) gyakorlatilag észrevehetetlenek még az optimálisnál 5-7-szer nagyobb terhelésnél sem. . A mi rendszerünkben R A terhelési szerep az ULF bemeneti ellenállását, pontosabban a kaszkád bemeneti ellenállását hajtja végre a T2 tranzisztoron, az OE-vel a séma szerint csatlakoztatva. Határozzuk meg. OE-vel ellátott áramkörhöz R in2 \u003d Vst * R e2, ahol R e2 a T2 tranzisztor emitter átmenetének ellenállása, az empirikus képlettel elég pontosan meghatározható R e2=0,026/I k2 (a továbbiakban minden érték voltban, amperben és ohmban van kifejezve). Így,
I k2 \u003d (U pit-1,2) / R 4 \u003d (9-1,2) / 10000 \u003d 0,0008A, R e2 = 0,026 / 0,0008 \u003d 33 ohm, és R in2 \u003d 90 * 33 \u003d 2,97 kOhm. Ez az első oka a PPP "csengő" hangjának - az LPF túlzottan magas terhelése. A szükséges terhelés biztosítása érdekében a C5-tel párhuzamosan egy 3,3 kOhm-os ellenállást helyezünk el.
Ha Vst \u003d 30-50 tranzisztort használ, akkor az ULF bemeneti ellenállása közel van a szükségeshez (1,2-1,6 kOhm), és nincs szükség további ellenállásra.
C9 leválasztó kondenzátor, amely egy egylinkes felüláteresztő szűrőt képez az ULF bemeneti ellenállásával, vágási frekvenciával F cf \u003d 1 / (6,28 * R in2*C9)=1/(6,28*2970*0,0000001)=536 Hz. Ez az oka annak, hogy alulról "kiszorult" a spektrum. Sőt, ha Vst = 30-50 tranzisztort használsz, akkor még rosszabb a helyzet - a bemeneti HPF vágási frekvenciája 1000-1500 Hz-re nő!!!
Annak érdekében, hogy az SPP frekvenciaválaszának alsó része ne függjön a tranzisztorparaméterek terjedésétől, a C9 kapacitást 3-4-szeresére kell növelni, pl. válasszon 0,33-0,47 uF-ot.
C10 kondenzátor, sönt ellenállás R5 , megszünteti az általános (a teljes ULF-re vonatkozó) OOS-t a váltakozó áramra a fenti frekvenciákon F cf \u003d 1 / (6,28 * R 5 * C10) = 60 Hz, és itt első pillantásra minden helyesnek tűnik, de ...
Nézzük az ábrát. 7. ábra, amely az ULF kimeneti fokozat emitter részének egyenértékű áramkörét mutatja. Mint látható, az emitter ellenállása R A T3 tranzisztor e3-a sorba van kötve a C10 kondenzátorral, és egy klasszikus RF korrekciós áramkört alkotnak, azaz egy ekvivalens HPF áramkört - vágási frekvenciával elnyomják az alacsony frekvenciákat F cf \u003d 1 / (6,28 * R e3*C10). Emitter ellenállás értéke R e3 T3 tranzisztor \u003d 0,026 / 0,002 \u003d 13 ohm, és ezért a kimeneti fokozat RF korrekciós áramkörének vágási frekvenciája F cf=2,6kHz!!! Itt van a második oka az alulról "összeszorított" spektrumnak. Ha a T3 kollektoráram kisebb (a telefonok soros csatlakozású opciójához - 1mA, azaz ellenállás R 5 \u003d 1,2-1,5 kOhm), majd F cp = 1,3 kHz, ami még mindig rendkívül elfogadhatatlan értéket ad. Meg kell jegyezni, hogy egy valós áramkörben ennek az áramkörnek az észrevehető hatása a frekvenciaválasz alulról történő blokkolására a T3 tranzisztor viszonylag kis Vst-jével (kevesebb, mint 70-100) az alacsonyabb frekvenciákat érinti - körülbelül 500-600 Hz. De amint megnöveljük a T3 tranzisztor Vst effektív értékét (a T3 bemeneten egy további emitter követőt vezetünk be – lásd a továbbfejlesztés leírását alább), az teljes pompájában megnyilvánul, vagyis a a -6 dB meredekségű alacsony frekvenciájú blokkolás a teljes tartományban a 2,6 kHz-es vágási frekvenciáig terjed. Ezért annak érdekében, hogy az SPP frekvenciaválaszának alsó része ne függjön a tranzisztorok működési módjaitól és paramétereiktől, a C10 kapacitást 10-20-szorosára kell növelni, pl. válasszon 47-100uF.
---- C12 kondenzátor, amely a párhuzamosan csatlakoztatott fejhallgató induktivitásával együtt körülbelül 1,2 kHz frekvenciájú rezonáns áramkört alkot. De azonnal meg akarom jegyezni, hogy a tekercsek nagy aktív ellenállása miatt az utóbbi minőségi tényezője alacsony - a sávszélesség -6dB szinten körülbelül 400-2800 Hz, így a teljes frekvenciamenetre gyakorolt hatása kevésbé jelentős, mint az előző bekezdésekben, és kiegészítő szűrés és a frekvenciamenet enyhe korrekciója. Így a távíró szerelmesei választhatják a C12 = 68-82nF értéket, így a rezonanciát 800-1000 Hz-es frekvenciákra toljuk le. Ha a jel süket, és a beszédjel érthetőségének javítása érdekében biztosítani kell a magas frekvenciák emelkedését, akkor C12 \u003d 22nF-et vehet fel, ami 1,8-2 kHz-re emeli a rezonanciát. A telefonok soros bekapcsolásának lehetőségéhez a C12 kondenzátor jelzett értékeit 4-szeresére kell csökkenteni.
2. A PPP DD-jének bővítéséhez maximalizálni kell az ULF erősítését, ami lehetővé teszi alacsonyabb jelszintek táplálását a keverő bemenetére, miközben ugyanaz a hangerővalamint a bemeneti jelszint működési szabályozásának lehetőségének biztosítása, sőt - a vevő DD-jének a földi jelek DD-jével való párosítására.
A próbahallgatás azt mutatta, hogy a PPP önzaj szintje nagyon alacsony - a zaj alig hallható. Ez pedig azt jelenti, hogy lehetőségünk van legalább többszörösére növelni az ULF általános nyereségét - olyan szintre, amikor a telefonokban hallható SPP eredendő zaja nem éri el a kényelmetlenségi küszöböt - a telefonokkal végzett munka során, a a szerző szerint ez a szint kb 15-20mV . Az elméleti elemzés azt mutatja, hogy az ULF áramkörünk (két kaszkád OE-vel galvanikus csatolással) az első közelítésben Kus = (Vst3 * R telefon * I k2) / 0, 026 , azaz főleg csak az első fokozat kollektoráramától, a statikus együtthatótól függ. a második fokozat T3 tranzisztor áramának és a telefonok ellenállásának erősítése (és, bármennyire is furcsának tűnik, gyakorlatilag nem függ a bemeneti fokozat T2 tranzisztorának Vst-jétől). A képlet e három összetevője közül kettő meglehetősen mereven van beállítva.én k2 \u003d 0,5-0,9 mA-t az első fokozat minimális zajának feltétele határozza meg, R testek - szintén nem változnak (feltételezzük, hogy a telefonok már sorozatban kapszulákban vannak).
Az egyetlen lehetőség a növelésNap. De hogyan? A szerző nagy nehezen, jó tucat MP-NIS-en (amelyekben általában Vst = 30-50 van), talált egy MP41A-t, amelynek Vst = 110 (mondhatni exkluzív), de kell egy még nagyobb, minden 5-7, Vst?
A megoldás meglehetősen egyszerű - tegyen egy emitter követőt a második fokozat bemenetére. Ebben az esetben a teljes Vst = a Vst3 * Vst4 szorzata, és még legalább Vst = 30 tranzisztorok esetén is a teljes Vst = 900 több mint elegendő. Ennek eredményeként az áramkör enyhe bonyolítása miatt (egy tranzisztor és egy ellenállás hozzáadásával) többször (az én verziómban -5-7) alkalommal növeltük a Kus-t, és ezzel egyidejűleg lehetőségünk nyílt BÁRMILYEN SZERVIZHETŐ tranzisztor használatára. az ULF, a Vst előzetes kiválasztása nélkül, az eredmények jó megismételhetőségével.
A bemeneti jelszint működési beállítása, vagyis a DD vevő DD on-air jelekkel való összekapcsolása a legegyszerűbben egy közönséges 10-22 kOhm-os potenciométerrel valósítható meg, amely az antenna és a bemeneti áramkör közé van csatlakoztatva.
Ugyanaz a potenciométer hatékonyan látja el a hangerőszabályozás funkcióit. Most már nincs AM interferencia (még a legegyszerűbb, gyenge minőségű egykörös előválasztóval sem!) És a teljes tartományt hallgathatja egészen a műsorszóró frekvenciájáig. A trükk az, hogy most az alacsony frekvenciájú út erősítése olyan, hogy teljes méretű antenna csatlakoztatásakor a PPP felhasználó egyszerűen kénytelen csökkenteni a bemeneti jelszintet az antennából, hogy kímélje a fülét (hangerőt). ), és ezáltal a keverőbe jutó interferencia szintje. Elvileg nagy antenna jelenlétében azonnal rá lehetne tenni egy 10-20dB-es nem kapcsolható csillapítót, de ezt nem tettem meg, mert. nagyon valószínű, hogy a PPP-nk gazdaságossága és autonóm tápegysége miatt nem stacionárius körülmények között is megtalálja majd alkalmazását, például amikor kilépünk a természetbe, véletlenszerű antennával vagy csak egy vezetékkel, majd a a fokozott érzékenység egyáltalán nem lesz felesleges.
Ha a PPP-t Krona akkumulátorról vagy akkumulátorról táplálja, lemerülésükkor a tápfeszültség 9,4-ről 6,5-7 V-ra csökken, a vevő továbbra is működőképes marad, de a GPA hangolási tartománya érezhetően eltolódik. Ha ezt a PPP-konstrukciót kellően pontos mechanikai skálával kívánja felszerelni, akkor célszerű biztosítani a GPA üzemmód stabilizálását. Ellentétben a tipikus megoldásokkal, amelyek feszültségstabilizátorokat (integrált vagy diszkrét elemeket) használnak, amelyek további áramot fogyasztanak az igényeiknek megfelelően, a PPP hatékonyságának megőrzése érdekében a GPA áramszabályozót (és valójában a T1 tranzisztor kollektoráramát) használjuk. T5 térhatású tranzisztoron (a KP302,303,307 sorozatból gyakorlatilag bármilyen terepmunkás használható, legalább 2-3mA kezdeti leeresztő árammal).
A GPA kimeneti feszültségének beállítása most egy ellenállás kiválasztásával történik R9 , amelyet a hangolás idején kényelmesen 3,3-4,7 kOhm-os trimmerre lehet cserélni. Kiállítás utána GPA optimális feszültségét, megmérjük a kapott ellenállásértéket és beállítjuk a legközelebbi névleges érték állandóját.
A fenti szempontok figyelembevételével módosított PPP végső sémája a 8. ábrán látható. Elrendezésének fotója pedig a 9. ábrán
Az eredeti sémával való összehasonlítás megkönnyítése érdekében (5. ábra) az elemek számozása megmarad, az újonnan hozzáadott elemeknél pedig a számozás folytatódik.
A sémán a fenti beállítások elvégzése után a PPP hangja természetes, természetes árnyalatot kapott, és kényelmesebbé vált az adás hallgatása.
A későbbi műszeres mérések azt mutatták, hogy az érzékenység (s / w = 10dB mellett) körülbelül 1,5-1,6 μV, azaz a csökkentett zajszint körülbelül 0,5-0,55 μV. A teljes zajszint a PPP kimeneten 12,5-13 mV. Összesen Kus több mint 20 ezer. A jelszint 30% AM 50 kHz-es detuning mellett, interferenciát okozva (a közvetlen AM érzékelés miatt) 10-11 mV nagyságrendű zajszinten, vagyis a DD2 vevőnk nem lett rosszabb, mint 86 dB - kiváló eredmény, a VPD keverőjének potenciális képességeinek szintjén! Összehasonlításképpen a most népszerű, 174XA2-re épülő SPP DD2-je mindössze 45-50 dB.
Következtetés. Amint látja, nem, ez olyan egyszerűnek bizonyult, ez az egyszerű PPP. De a PPP-technika nagyon demokratikus (ezért dicsőséges), és lehetővé teszi az egyszerű, szó szerint rögtönzött eszközöket, hogy akár kezdő rádióamatőrök számára is nagyon tisztességes konstrukciókat készítsenek és hangoljanak otthon, még a kezdő rádióamatőrök számára is. És őszintén szólva, régóta nem kaptam olyan örömet és kreatív elégedettséget, mint az alatt a négy nap alatt, amikor ennek a PPP-nek a "gereblyéjét" felállítottam és gereblyéztem. Az igazságosság kedvéért meg kell jegyezni, hogy ahasonlók (három tranzisztoron)PPP tervek innen RA 3 AAE például az utolsó [6]nincs ilyen probléma, nos, kivéve, hogy magas Vst-nél (ami nagyon valószínű a KT3102-nél) nagy az aluláteresztő szűrő terhelése, mert ha kiderül, hogy a PPP hangja "cseng" - remélem most tudja, hogyan kezelik.
Irodalom
2007. február Szergej Beleneckij, US 5MSQ
Ezen az oldalon van egy fejezet V. T. Polyakov "Rádióamatőröknek a közvetlen átalakítás technikájáról" című, 1990-es kiadású könyvéből - "80 m-es vevő".
A vevő kapcsolási rajza az alábbi ábrán látható.
Az antenna jele a C1 csatolókondenzátoron keresztül az L1 C10 C11 bemeneti áramkörbe, majd a keverőbe kerül, két egymás melletti VD1, VD2 szilíciumdiódán. A keverőterhelés egy U-alakú L3 C10 C11 aluláteresztő szűrő, 3 kHz vágási frekvenciával. A helyi oszcillátor feszültségét az első szűrőkondenzátoron keresztül - C10 - táplálják a keverőbe.
A vevő helyi oszcillátora a VT1 tranzisztoron kapacitív visszacsatolású séma szerint van összeállítva. A helyi oszcillátor áramkör tekercsét a kollektor áramkör tartalmazza. A helyi oszcillátor és a bemeneti áramkör egyidejűleg hangolódik a tartományon belül, kettős, változó kapacitású C3, C6 kondenzátorokkal, és a helyi oszcillátor hangolási frekvenciája (1,75 ... 1,9 MHz) kétszer olyan alacsony. mint a bemeneti áramkör hangolási frekvenciája.
A basszuserősítő a séma szerint készül, közvetlen kapcsolattal a kaszkádok között, a VT2, VT3 tranzisztorokon. Az erősítő terhelése nagy impedanciájú telefonok 4 kOhm egyenáramú ellenállással, például TA-4.
A vevő bármilyen 12 V-os forrásról táplálható, áramfelvétele kb. 4 mA. Az L1 és L2 vevőtekercsek 6 mm átmérőjű keretekre vannak feltekerve, és 600 NN ferritmaggal vannak beállítva, 2,7 átmérőjű és 10 ... Tekercselés - fordulat a forduláshoz. Az L1 14 menetes PELSHO 0,15 vezetéket, az L2 - 32 menetes PELSHO 0,1 vezetéket tartalmaz. Mindkét tekercs leágazása a negyedik fordulattól származik, a földelt vezetéktől számítva.
A 100 mH induktivitású L3 szűrőtekercs egy K18 × 8 × 5 méretű, 2000NN ferritből készült mágneses áramkörre van feltekerve, és 250 menetes PELSHO 0,1 ... 0,15 vezetéket tartalmaz. Használhat K10 × 7 × 5 mágneses áramkört ugyanabból a ferritből, a fordulatok számát 300-ra növelve, vagy K18 × 8 × 5-öt 1500 NM vagy 3000 NM ferritről (ebben az esetben a tekercsnek 290 vagy 200 fordulatból kell állnia, illetőleg).
Szélsőséges esetekben, ferrit mágneses magok hiányában, a szűrőtekercs 1 ... 1,3 kOhm ellenállású ellenállásra cserélhető. A vevő szelektivitása és érzékenysége valamelyest romlik. A változtatható kondenzátorok blokkját a "Speedol" vevőből használták. Használhat másik blokkot is, de mindig légdielektrikummal. Az SSB állomásra történő hangolás megkönnyítése érdekében kívánatos az egységet legalább a legegyszerűbb nóniuszral felszerelni.
A vevő helyi oszcillátorában a KT315 és KT312 tranzisztorok bármilyen betűindexszel jól működnek. Szinte bármelyik alacsony frekvenciájú p-n-p tranzisztorok. Kívánatos azonban, hogy a VT2 alacsony zajszintű legyen (P27A, P28, MP39B), és az egyes tranzisztorok áramátviteli együtthatója legalább 50 ... 60 legyen. C2, C4, C5, C7 kondenzátorok - KSO vagy kerámia. A többi alkatrész bármilyen típusú lehet.
A vevőház egy 180×80 mm méretű előlapból és két 110 mm hosszú és 20 mm magas oldalsó rúdból áll, amelyek az előlap oldalára vannak csavarozva annak alsó részében. Mindezek a részletek duralumíniumból készülnek. A lécekre 180 × 55 mm méretű, fóliával bevont getinaxból készült szerelőlap van rögzítve. Az alkatrészek elhelyezkedése a táblán, az alábbi ábrán.
A nyomtatott vezetékek vázlatát nem adjuk meg, mivel a vezetékek elhelyezkedése a felhasznált alkatrészek méretétől függ. Nyomtatott montázs nem szükséges. Ha a tábla nem fóliás anyagból készült, több talajsínt kell végigvezetni a táblán. Minél nagyobb az ilyen gumiabroncsok területe, annál jobban védi az alkatrészeket a belső és külső hangszedőktől.
A vevő felállítása a tranzisztorok üzemmódjainak egyenáram-ellenőrzésével kezdődik. A VT3 tranzisztor kollektorának feszültségének 7 ... 9 V-nak kell lennie. Ha eltér a megadotttól, az R3 ellenállás kerül kiválasztásra. A VT1 tranzisztor emitterének feszültségének 6...8 V-nak kell lennie. Ezt az R1 ellenállás ellenállásának kiválasztása szabályozza.
Ezután az L2 tekercs kivezetéseinek lezárásával győződjön meg arról, hogy van generálás. Ugyanakkor a telefonok zajszintjének némileg csökkennie kell a keverőzaj csökkenése miatt. Az antenna csatlakoztatása után hangoljon bármelyik állomásra, és válassza ki az L2 tekercscsap helyzetét (± 1-2 fordulaton belül) a legnagyobb vételi hangerőnek megfelelően. A vevő érzékenysége a művelet alaposságától függ.
A hangolási tartományt az L2 tekercs magja állítja be a GSS segítségével vagy az amatőr állomások jeleinek hallgatásával. Végül a bemeneti áramkört úgy hangoljuk, hogy az L1 tekercs magját a legnagyobb vételi hangerőn forgatjuk. Az antennával való kapcsolatot a C1 kondenzátor hozza létre, így a legtöbb állomás közepes hangerőn hallható. Így nincs szükség külön hangerőszabályzóra.
A megfelelően beállított vevő erősítése, a telefonok hangfeszültségének és az antennakivezetések nagyfrekvenciás feszültségének arányában mérve, körülbelül 15 000. A vevő belső zajfeszültsége az antennakivezetésre kapcsolva nem haladja meg az 1-et. μV. A telefonokban már jól megkülönböztethető az 1,5 ... 2 μV-os távírójel.
A csak néhány méter hosszú antenna használatakor a levegő zaja sokkal jobb, mint a vevő saját zaja. A megfelelő vételi hangerő elérése érdekében azonban kívánatos, hogy az antenna hossza legalább 15 ... 20 m legyen.
A Polyakov vevőkészülékét 80, 40 és 20 m-es amatőr állomások vételére tervezték, amelyek mind telefonon (AM-amplitúdójú és egyoldali sávos SSB-modulációban), mind távírón (CW) működnek. A vétel fejtelefonon történik. A vevő érzékenysége 1 mW kimeneti teljesítmény mellett 40-80 µV AM módban és 20-40 µV CW módban. A szelektivitás ±10 kHz-es elhangolásnál 35-40 dB, a tükörcsatornánál pedig a 80 m - 25 dB, 40 m - 20 dB, 20 m - 16 dB tartományban.
A rádióerősítő elektronikus hangolást használ a rádióállomásokhoz, és egy elektronikus nóniust a finomhangoláshoz. A köztes frekvenciaútban piezoelektromos szűrőket alkalmaznak, amelyek lehetővé tették az induktorok számának minimalizálását és a vevő felépítésének egyszerűsítését.
Ez egy szuperheterodin típusú vevő 465 kHz köztes frekvenciával. A vevő egy keverőből a T1 tranzisztoron, egy helyi oszcillátorból a T2 tranzisztoron, egy kétfokozatú köztes frekvenciaerősítőből (T3 és T4 tranzisztor), egy detektorból (T5), egy távíró helyi oszcillátorból (T6) és egy kétfokozatú alacsony frekvenciaváltóból áll. -frekvencia erősítő (T7 és T8).
Az antenna jele egy R1 változó ellenállásra kerül, amely a jel csillapítására szolgál nagy teljesítményű állomások vételekor. A C1 csatolókondenzátoron keresztül a jel a bemeneti áramkörbe kerül, a megfelelő tartomány középső frekvenciájára hangolva. Az áramkör a C2 és C3 kondenzátorokból és az egyik L1-L3 tekercsből áll, amelyeket a tartománykapcsoló B1a szakasza kapcsol be. A C2 és C3 kondenzátorok egyidejűleg feszültségosztók, amelyeket az áramkörből táplálnak a T1 keverőtranzisztor alapjába. Erre azért van szükség, hogy a viszonylag nagy hurokellenállást jobban össze lehessen hangolni a tranzisztor alacsony bemeneti impedanciájával. A T1 tranzisztor bázisának előfeszítése az R2 ellenálláson keresztül történik.
A vevő helyi oszcillátora a T2 tranzisztoron lévő kapacitív hárompontos áramkör szerint készül. A helyi oszcillátor áramkört az egyik L4-L6 tekercs alkotja, amelyet a B1 kapcsoló B1b szakasza köt össze a tranzisztor kollektoráramkörével, valamint a C4-C6 kondenzátorok. A visszacsatoló feszültség a tranzisztor emitterére az áramköri kondenzátorok által alkotott kapacitív osztó leágazásáról kerül. Az ugyanabból az osztóból származó helyi oszcillátor feszültség egy része a T7 keverőtranzisztor emitterére van kötve.
A rádióállomások behangolása a helyi oszcillátor frekvenciájának változtatásával történik, de a vevőben ilyen esetekre nincs hagyományos változtatható kondenzátor. Szerepét egy R8 változtatható ellenállás tölti be, melynek segítségével a T2 tranzisztor alapján az előfeszítő feszültséget megváltoztatjuk. Ez megváltoztatja a tranzisztor kimeneti vezetőképességét és ennek megfelelően a helyi oszcillátor által generált frekvenciát. A helyi oszcillátor frekvencia hangolási tartománya 160, 270 és 450 kHz a 80, 40 és 20 m tartományban. A helyi oszcillátor frekvenciájának simább hangolásához egy R6 változó ellenállást használnak.
A T7 tranzisztor által vett jel és a helyi oszcillátor rezgései összekeverednek, és a tranzisztor kollektoráramkörében (az L7C8 áramkörön, 465 kHz-es frekvenciára hangolva) egy közbenső frekvenciájú jelet osztanak ki. Az L8 csatolótekercsen és a PF1 piezoelektromos szűrőn keresztül a jelet a T3, T4 tranzisztorokon lévő IF-erősítőbe táplálják a kaszkádok közötti közvetlen kapcsolattal rendelkező séma szerint.
Az L7C8 áramkör a következő okok miatt került be a vevőbe. A piezoelektromos szűrők 10-20 kHz-es detuningoknál jó szelektivitással rendelkeznek a szomszédos csatornában, de ez nem elegendő a szűrőfrekvenciától 100-200 kHz-rel elválasztott jelekhez. Az LC áramkör éppen ellenkezőleg, alacsony szelektivitású a szomszédos csatornában, jó elnyomást biztosít a jelek számára nagy detuningokkal. Ha az áramkört és a szűrőt együtt kapcsolják be, növelhető az IF útvonal szelektív tulajdonságai.
Az IF erősítő kimenetéről a jel a PF2 szűrőn keresztül a T5 tranzisztoron készült detektorba kerül. AM jelek vételekor az érzékelést a tranzisztor kollektor-csatlakozása végzi, mint a párhuzamosan csatlakoztatott diódadetektorral rendelkező vevőknél.
Távírójelek vételekor a T5 tranzisztor alapja a T6 tranzisztoron készített helyi oszcillátor rezgéseit veszi. A B2 kapcsoló ebben az esetben "Tlg" állásban van. Ebben az üzemmódban a T5 tranzisztor szabályozott ellenállásként működik. Negatív félciklusok érkeznek a bázisra AC feszültség(frekvenciája közel van a közteshez) nyissa ki a tranzisztort, és a kollektor átmenet ellenállása csökken. A fennmaradó időben a tranzisztort pozitív előfeszítés zárja le, amely a helyi oszcillátor feszültségének az emitter átmenet általi egyenirányításából ered. Ennek eredményeként az AM jelek nem észlelhetők, és a jel és a távíró helyi oszcillátorának rezgései összekeverednek a tranzisztor kollektoráramkörében, és a detektor terhelésén (R16 ellenállás) eltérő hangfrekvenciás jelet bocsátanak ki.
A távíró helyi oszcillátora PFZ piezoelektromos szűrőt használ. A generált rezgések frekvenciája kis határok között változtatható egy C14 hangolókondenzátorral.
A távíró helyi oszcillátorát a B2 kapcsoló kapcsolja be. Ebben az esetben a bal oldali (a diagramnak megfelelően) kapcsolóérintkezők leválasztják a C10 kondenzátort a közös vezetékről. Az IF erősítőt az R12 ellenálláson keresztül táplálják vissza, és az erősítését csökkentik. Erre azért van szükség, mert az érzékelő erősítése keverési módban sokkal nagyobb, mint a dióda érzékelési módban.
A hangerőszabályzó R16 változtatható ellenállás motorja által érzékelt jelet egy kétfokozatú basszuserősítőhöz táplálják. Az erősítő terhelése TON-1 vagy TON-2 fejhallgató, amely a kétaljzatos Ш1 blokkban található.
Részletek és design. A P416 tranzisztorok bármilyen betűindexű P403, P423, GT308, GT309, GT322 tranzisztorra cserélhetők,
MP42 - MP39 - MP41-en vagy régebbi MP13-MP16 tranzisztorokon, bármilyen betűindexszel is.
Piezoelektromos szűrők: PF1-PFZ - bármilyen egykristály, 465 kHz frekvenciával, például FP1P-011, FP1P-013, FP1P-017. A vevő szelektivitása megnő, ha a PF1 szűrő kétkristályos FP1P-012 vagy FP1P-016 típusú. Még nagyobb szelektivitás érhető el a PF1P-1 vagy PF1P1-2 nyolckristályos szűrő használatával. A távíró helyi oszcillátorában a PPF szűrő LC áramkörrel helyettesíthető (ábra).
Ebben az esetben a C14 hangolókondenzátort eltávolítjuk, és a helyi oszcillátor frekvenciáját az L9 tekercs magja állítja be.
A vevő induktorok adatait a táblázat tartalmazza.
Az L1-L6 tekercsek a vevő IF áramköreiből származó keretekre vannak feltekerve. Az egyes tekercsek menetei egyenletesen oszlanak el a keret minden szakaszában. Az L7, L8 tekercsek a Sokol vevő IF áramkörének keretére vannak feltekerve. A tekercsekkel ellátott keret egy páncélozott magba kerül. Az L9 tekercs is ugyanerre a keretre van feltekerve. A megadott vevőegységből kész IF tekercseket is használhat.
Fix ellenállások - ULM, MLT és mások, legalább 0,12 W teljesítménnyel! Változó ellenállások R1 és R16 - vegyes vállalat, SPO csoport B, R6 és R8 - azonos típusú, de a csoport A. Kondenzátorok C7, C2, C6, C15 - KLS. CSR; SZ, S4, S5. C8 - PM, KSO, BM; C18, C19 - EM, K53-1, a többi kondenzátor - KLS, MBM. B1 kapcsoló - keksz, három állás.
kezdje a diagramon jelzett üzemmódok ellenőrzésével. Szükség esetén a T8 tranzisztor kollektorán (bekapcsolt telefonok mellett) a feszültséget az R19 ellenállással választják ki, a T4 kollektornál - R10 ellenállással, a kollektornál egy T6 ellenállással R18, a T1 emitternél - R2 ellenállással.
Ezután ellenőrizze a helyi oszcillátor működését. A T2 tranzisztor alapkapcsára egy voltmérőt csatlakoztatunk, és a kollektor kivezetését kézzel érintjük. A helyi oszcillátor normál működése során ez a rezgések meghibásodását és a voltmérő leolvasásának enyhe változását okozza.
Ezután egy antennát csatlakoztatunk a vevőhöz, az R1 és R16 ellenállásokat a maximális erősítési pozícióba állítjuk, az R6 ellenállást a középső állásba, a B1 kapcsolót a 40-es állásba (erős műsorszóró állomások ebben a tartományban működnek, ezért kényelmesebb hangolni rajta a vevőt), a B2 kapcsolót a Tlf "helyzetbe, és az R8 ellenállást a szélső pozíciók között elforgatva, valamint a helyi oszcillátor frekvenciáját az L5 tekercs magjával hangolni, ráhangol egy rádióállomásra. Az IF áramkör magjának elforgatásával (L7, L8) a maximális vételi hangerő érhető el.
távíró üzemmódban. A B2 kapcsoló "Tlg" állásban van. A telefonokban sípot kell hallani - a vett jel hordozójának verését a távíró helyi oszcillátorának jelével. A sima hangológomb (R6) elforgatásával „nulla ütem” kerül beállításra - olyan pozíció, amelyben az ütemek hangja fokozatosan csökkenve teljesen eltűnik. Ez azt jelenti, hogy az IF jel és a távíró helyi oszcillátor jelének frekvenciája megegyezik. Amikor a vevőt ennek a pozíciónak bármelyik oldalára hangolják, az ütemek hangjának növekednie kell az ütemek hangosságának egyidejű változásával, mivel a jelszintet az IF-út szelektivitási görbéje határozza meg.
A vételi hangerőnek 5 kHz alatti ütési frekvencián kell maximálisnak lennie (fülre mérve). Ez megfelel a távíró helyi oszcillátorának frekvenciájának a vevő sávszélességének közepére történő beállításának. Egyes piezoelektromos szűrők azonban 10-15 kHz frekvencián generálnak az intermedier alatt. Ekkor a nulla ütemek gyengén hallhatók, és hangjuk maximális hangereje 6 kHz feletti frekvencián érhető el. Ebben az esetben ki kell cserélni a C15 kondenzátort egy kisebb, de legalább 20-15 pF kapacitású kondenzátorra, különben a visszacsatolás gyengülése miatt a rezgések meghiúsulnak. Ha ez az intézkedés nem segít, cserélje ki a PFZ szűrőt PF1 vagy PF2 szűrőre. A távíró helyi oszcillátorának frekvenciáját a C14 és C15 kondenzátorokkal úgy kell beállítani, hogy amikor a vevőt az ütemjel frekvenciája fölé és alá hangolják, azok egyformán hangosak legyenek.
A következő lépés a bemeneti és a heterodin áramkörök beállítása. Az összes sávon hallgatva a levegőt, állítsa az L4-L6 tekercsek magjait olyan helyzetbe, hogy az amatőr állomások körülbelül az egyes sávok közepén érkezzenek. A 80 és 40 m tartományban a legtöbb állomás este hallható, 20 m tartományban pedig délután. A bemeneti áramkör tekercseit (L1-L3) az egyes tartományok közepén lévő bármely rádióállomás maximális vételi hangerejének megfelelően állítják be.
