Tuttavia, non c'era alcun desiderio di saldare da transistor come MP40-MP42 e simili, perché. sebbene i loro resti fossero stati preservati, era in qualche modo troppo pigro per cercare garage e soppalchi. Era ragionevole presumerlo anni recenti 8, i radioamatori hanno ridisegnato i progetti di Vladimir Timofeevich su una nuova base elementare. Si è scoperto che ciò che è stato ridisegnato in termini di complessità non si basa sul design del fine settimana e, per trovare almeno qualcosa di saldabile, è necessario leggere 100-150 pagine del forum cqham.ru/qrz.ru, dove il le prime 50 pagine scelgono un mixer, in grado di fornire 120 dB DD.
Pertanto, senza esitazione, ho disegnato il mio diagramma PPP, sotto il quale ho steso il circuito stampato, l'ho stirato, l'ho inciso, ho praticato dei fori, mi dispiace per i buchi, sono andato al negozio di radio più vicino, dove ho acquistato tutte le parti necessarie per 200 rubli e ho iniziato a saldare ...
Il noto schema di un noto libro è stato preso come base:
L'oscillatore locale è assemblato su un transistor KT315 e funziona a una frequenza di Freception / 2 - 3500..3600, che fornisce una ricezione nell'intervallo 7000 ... 7200 kHz.
ULF sul popolare chip LM386, che richiede un minimo di strapping e fornisce 200 volte il guadagno di tensione. Non ha senso caricarlo sull'altoparlante, ma sulle cuffie (cinese ordinario, acquistato per 150 rubli in Mediamarkt e non ora una rarità di TON-2), il gioco è fatto.
Bobine - avvolte su telai con un diametro di 10 mm
Il circuito di ingresso della bobina L2 contiene 9 giri
La bobina dell'oscillatore locale L1 contiene 15 giri
Il ricevitore è assemblato su un circuito stampato, di dimensioni 85x45, su cui ho posizionato il KPI. Se abbandoni il KPI e applichi una modifica della frequenza di un varicap (o una matrice di varicap), la dimensione della scheda può essere ulteriormente ridotta.
File scheda a circuito stampato nel formato sPlan 6.0
Quindi, in base ai risultati dell'ottimizzazione, prestare attenzione al fatto che l'induttanza della bobina del filtro passa-basso L3 dovrebbe essere 100 mH (miglia e non micro). C6=C7=0,05. Parallelamente all'ingresso del microcircuito, installare un resistore da 5 kΩ (un'estremità del resistore al pin 3 dell'LM386, l'altra a massa)
73 de UA1CBM
informazioni - ua1cbm.ru
Di recente, mio figlio di otto anni ha deciso di "unirsi al saldatore" e mi ha chiesto di creare una specie di ricevitore con lui. Tenendo conto del fatto che a casa dai dispositivi - solo un multimetro digitale cinese, la mia scelta è caduta sul già leggendario PPP V.T. Polyakov. Ho già realizzato questo ricevitore negli anni '80 e ha lasciato solo piacevoli ricordi. Ma in quegli anni non avevo né esperienza, né strumenti normali e, ovviamente, non venivano effettuate misurazioni strumentali: funzionava, e tutto bene. E ora è stato difficile resistere alla tentazione di ripetere questo progetto e testarlo con i dispositivi, ma la cosa principale è confrontare il suo suono con il mio PPP quando si lavora sullo stesso desktop sulla stessa antenna (10-12 m di filo ad un'altezza di 10-12m) sulla banda dei 40m - la più difficile per IFR in termini di interferenza, perché potenti stazioni radio di trasmissione sono molto vicine in frequenza e se il ricevitore funziona bene su questa gamma, funzionerà senza problemi su tutti gli altri. Inoltre, mi interessava la variante PPP specificatamente sui transistor al germanio (anche se già obsoleta - ma molti radioamatori li hanno da tempo immemorabile in un comodino mezzo secchio ciascuno), perché. l'autore ha già incontrato più volte colleghi che presumibilmente forniscono un suono più morbido dei ricevitori o solo ULF. E ora, senza troppa fretta, in due sere mio figlio (sotto la mia stretta guida) ha saldato il ricevitore, verificato le modalità, ancora un paio di minuti per regolare il GPA e, con il fiato sospeso, colleghiamo l'antenna (Fig. 1 ).
Ahimè, è sera (era a febbraio, 22-00 ora di Mosca), non c'è praticamente alcun passaggio e solo fischi assordanti, rumori e ... un'emittente cinese si sentono nelle cuffie su tutta la gamma. Al mattino, prima di partire per il lavoro, abbiamo riacceso il PPP. Il passaggio era buono, le stazioni amatoriali suonavano forte ea volte assordante, ma il suono era in qualche modo squillante, bloccato lungo lo spettro e molto sgradevole all'orecchio. E ancora, quasi su tutta la gamma, si è fatta sentire la suddetta emittente, anche se molto più silenziosa. La delusione del ragazzo non conosceva limiti, e avevo urgente bisogno di analizzare attentamente questo, in generale, semplice design e cercare modi per configurarlo in modo ottimale a casa, avendo infatti solo un tester economico e un normale ricevitore di trasmissione (in questo caso ISHIM-003) come controllo, nonché possibili modi per migliorare i parametri principali.
A giudicare dai messaggi che appaiono di volta in volta nei vari forum, un gran numero di radioamatori alle prime armi deve affrontare problemi simili. Come risultato di queste riflessioni, è apparso questo articolo, il cui compito principale è raccontare in dettaglio a un radioamatore alle prime armi come realizzare e configurare correttamente un semplice PPP a casa.
Quindi, iniziamo. In considerazione del fatto che degli strumenti di misura disponiamo solo di un multimetro digitale cinese DT-830V, per configurare in modo ottimale il circuito e comprendere correttamente i processi che in esso avvengono, è necessario effettuare una preparazione preliminare e cercare di ottenere quante più informazioni possibili sui parametri delle parti principali (questo, come vedremo più avanti, in futuro, ci sarà molto utile quando analizzeremo il funzionamento del circuito e troveremo modi per migliorarne il funzionamento). Procediamo alla selezione dei dettagli principali.
Per certezza, partiremo dal fatto che abbiamo un tale KPI. Se la capacità massima del tuo KPI è diversa, è facile portarla a quella richiesta includendo un condensatore di stretching 39-51pF in serie. Il calcolo di un condensatore di trazione è abbastanza semplice. La capacità totale o equivalente dei condensatori collegati in serie Cekv = (Skpe * Crast) / (Ckpe + Crast).
Da qui, con diverse sostituzioni di valori di prova, puoi ottenere ciò che stai cercando. Quindi, con la capacità massima di KPI, ad esempio, da Speedola = 360pF, dobbiamo ottenere la capacità equivalente di KPI (dall'esempio precedente = 34pF). Sostituendo i valori di prova, troviamo 39pF.
Induttori RF(PDF e GPD). Questi induttori dovrebbero essere Attenzione speciale, poiché molto dipende dalla loro qualità: sensibilità del ricevitore, stabilità della frequenza dell'oscillatore locale, selettività. E come mostra l'esperienza della comunicazione sui forum, è la loro fabbricazione che causa le maggiori difficoltà ai radioamatori principianti, perché. è improbabile che sia possibile ottenere (acquistare) gli stessi frame dell'autore, oppure si vorrà ricostruire il ricevitore in una gamma diversa. In questo caso, la presenza di un misuratore di induttanza, almeno il prefisso più semplice, sarebbe di grande aiuto.
Ma noi, come concordato prima, non abbiamo altro che un multimetro e un ricevitore radiofonico domestico con banda HF - una o più estese - non è fondamentale, ho Ishim-003. Come, in questo caso, scegliere (calcolare) e realizzare correttamente le bobine?
Prima di tutto, vi ricordo che la frequenza di risonanza del circuito è determinata dalla nota formula di Thomson 
dove F è la frequenza in MHz, L è l'induttanza in µH, C è la capacità in pF
Per ogni frequenza di risonanza, il prodotto L * C è un valore costante, sapendo che è facile calcolare L con C nota e viceversa. Quindi per la metà delle bande amatoriali, il prodotto L * C (μH * pF) è 28 MHz - 32,3, per 21 MHz - 57,4, per 14 MHz - 129,2, per 7 MHz - 517, per 3,5 MHz - 2068, per 1 ,8 MHz - 7400. La scelta di valori specifici di L e C è sufficiente in determinati limiti arbitrario, ma nella pratica amatoriale esiste una buona regola testata nel tempo: per la gamma 28 MHz, prendi un'induttanza di circa 1 μH e una capacità, rispettivamente, di circa 30 pF. Con una diminuzione della frequenza, aumentiamo in proporzione diretta, allo stesso modo, la capacità del condensatore e l'induttanza della bobina. Quindi per una frequenza di 7 MHz (circuito di ingresso) si ottengono i valori consigliati di 120pF e 4,3 μH e per 3,5 MHz (circuito GPA) 240 e 8,6 μH.
Ma in pratica, spesso, in particolare per lo schema in discussione, grandi variazioni di valori sono accettabili, a volte senza un effetto evidente sulla qualità del lavoro. E spesso, le cose abbastanza banali diventano il criterio determinante:
Il requisito principale per la selezione delle bobine finite è la presenza di un rubinetto (o bobina di accoppiamento) da 1/3 ... 1/4 (non critica) parte dei giri. Quindi il "donatore" per il mio PPP era la vecchia "Sonata". Nel GPA ho installato un circuito oscillatore locale KV-2 con un'induttanza di 3,6 μH (26,5 spire della bobina d'anello e 8 spire della bobina di comunicazione), e nel circuito di ingresso ho installato, in assenza di un uno, una bobina KV-4 con un'induttanza di 1,2 μH (15 giri con un tap da 3,5) - come si può vedere, quest'ultima è molto lontana dall'ottimale, eppure questa soluzione è abbastanza efficiente e, come vedremo di seguito, fornisce la realizzazione quasi completa delle potenzialità del mixer.
Ma cosa dovrebbe fare un radioamatore se non ha scorte "strategiche" di bobine già pronte? Non c'è scelta: devi realizzarli da solo, su quei telai che sono disponibili. Ci armiamo di un calibro e misuriamo il diametro, se ci sono sezioni - il diametro interno, la larghezza di una sezione e tutto in una volta, il diametro delle guance, quindi eseguiamo un esame esterno del telaio - liscio o rigato (bobine ricevitore HF, bobine 100NN core o IF da televisori) - buone per tutte le bande HF, sezionate (eterodina SV, DV o IF, core 600НН) - i migliori risultati sulle bande basse (160 e 80 m). Il calcolo del numero di giri della bobina è abbastanza semplice.
Tenendo conto del fatto che il nucleo di sintonizzazione (nella posizione centrale) aumenta l'induttanza di circa 1,3-1,5 volte (se ferrite) o 1,2-1,3 volte (carbonile lungo 10 mm - dalle bobine IF dei vecchi televisori), il calcolo le spire della bobina vengono eseguite per un corrispondente numero di volte ridotto rispetto all'induttanza richiesta. Le formule di calcolo sono fornite in tutti i libri di riferimento dei radioamatori, ma spesso è più conveniente utilizzare programmi di calcolo speciali, ad esempio è conveniente calcolare una bobina a strato singolo MIX10 , BOBINA32 , e per tutti i tipi, incl. multistrato - RTE.
A proposito, questi stessi programmi possono essere utilizzati per determinare approssimativamente l'induttanza di una bobina già pronta di origine sconosciuta. La procedura è la stessa: misuriamo la geometria della bobina (diametro, lunghezza dell'avvolgimento), contiamo visivamente il numero di giri e sostituiamo questi dati nel programma. Non dimenticare di moltiplicare il risultato del calcolo per il fattore di aumento dell'induttanza per il nucleo esistente.
Naturalmente, l'errore nella definizione calcolata dell'induttanza può essere piuttosto grande (fino al 30-40%), ma non temere: in questa fase è importante per noi conoscere l'ordine dell'induttanza. Tutto il resto, se necessario, può essere facilmente corretto in fase di impostazione della RFP.
Alcune parole dovrebbero essere dette sul GPA. Questo PPP utilizza un circuito capacitivo a tre punti con un transistor T1 (Fig. 5.), Collegato secondo il circuito OB. Il circuito R1C5 svolge le funzioni di stabilizzazione dell'ampiezza (gridlick), ma oltre ad essa, la stessa funzione di stabilizzazione dell'ampiezza (e in modo molto efficace) è svolta dal load-mixer sul VPD (lo stesso limitatore di diodi a due vie). Di conseguenza, quando si sceglie il rapporto tra le capacità del POS inverso C8 / C7 entro 5-10 e un transistor ad alta frequenza (Fgran>10F slave, nel nostro caso questa condizione è soddisfatta, per KT312 Fgran>120MHz, per KT315 Fgran>250MHz), il GPA fornisce una generazione stabile e un'ampiezza stabile quando si cambia l'impedenza caratteristica del circuito, ad es. rapporto L/C in un range molto ampio, che, di fatto, ci dà la possibilità di grande libertà nella scelta dei valori di induttanza o capacità.
Csum \u003d Spar + Skpe + Seq 7.8. Nel nostro caso, il calcolo fornisce C7=750, C8=4700pF.
Sottolineo ancora una volta che l'uso del CPI con un dielettrico in aria ci fornirà quasi automaticamente una stabilità molto elevata del GPA senza prendere misure speciali per la stabilizzazione termica. Quindi il mio modello PPP a 7 MHz, quando alimentato da Krona, mantiene la stazione SSB per almeno mezz'ora senza un cambiamento evidente nel timbro della voce del corrispondente, ovvero l'instabilità assoluta non è peggiore di 50-100 Hz!
Tenuto conto del fatto che la gamma che abbiamo scelto è piuttosto a banda stretta, non c'è bisogno di una ristrutturazione del circuito di ingresso sincrono con il GPA, quindi semplifichiamo un po' il circuito (vedi Fig. 5). E una volta completata questa preparazione preliminare, puoi procedere con l'installazione.
Per la prototipazione, è conveniente utilizzare una tavola appositamente preparata per questo, il cosiddetto "pesce", che è un pezzo di fibra di vetro o getinax a un lato, la cui lamina di rame viene tagliata uniformemente da un taglierino in piccoli quadrati (rettangoli) con una dimensione laterale di 5-7 mm. Dopo averlo pulito a lucido con carta vetrata fine, coprirlo con un piccolo strato di colofonia liquida ( soluzione alcolica) - e il "pesce" è pronto. Ha senso dedicare un piccolo sforzo alla sua fabbricazione, se continui a dedicarti all'ingegneria radio, tornerà utile più di una volta. Il mock-up mostrato nella foto (Fig. 1) è stato realizzato da me quando ero studente e ha funzionato correttamente per più di un quarto di secolo, permettendomi di eseguire rapidamente e con il minimo lavoro un mock-up piuttosto grande schemi e disegni. Durante l'installazione, cerchiamo di disporre le parti come nello schema, garantendo la massima distanza possibile tra le bobine PDF e GPA. Sono stato in qualche modo riassicurato e per un ulteriore disaccoppiamento di questi circuiti, ho posizionato le bobine sulla breadboard su piani diversi (l'ingresso è orizzontale e il GPA è verticale), ma se la distanza tra le bobine è superiore a 30-40 mm o sono schermati, questo non è particolarmente necessario.
Dopo aver montato le parti, lo controlliamo di nuovo attentamente per l'assenza di errori e colleghiamo l'alimentazione: una batteria o un accumulatore. Nei telefoni dovrebbe essere udito un rumore di spettro piccolo, appena distinguibile e uniforme, se viene mescolata con un'ombra rauca e a bassa frequenza - prova di una ripresa diretta con una frequenza di 50 Hz dalla rete, stiamo cercando una fonte di interferenza vicino al nostro layout e almeno per il momento della messa a punto lo rimuoviamo. Quindi, quando l'ho acceso per la prima volta, c'era uno sfondo evidente, la cui fonte si è rivelata un trasformatore step-down del saldatore posizionato molto vicino, dopo averlo trasferito dal tavolo al pavimento, l'interferenza è diventata invisibile. In futuro, quando si trasforma il PPP in un progetto finito, si consiglia vivamente di collocarlo in una custodia (di metallo) schermata e tali problemi svaniranno in secondo piano. Siamo convinti delle prestazioni complessive dell'ULF toccando con un dito uno qualsiasi dei terminali della bobina del filtro passa-basso L3. Si dovrebbe sentire un forte "ringhio" nei telefoni. Verifichiamo le modalità di alimentazione CC: sull'emettitore T3 (Fig. 6) dovrebbe esserci una tensione dell'ordine di 0,9-1,3 V, che fornisce la modalità T2 ottimale in termini di rumore. Se la tensione supera questi limiti, otteniamo la selezione richiesta di R2, tenendo conto del fatto che un aumento della sua resistenza provoca un aumento della tensione e viceversa. Il valore del resistore R5 imposta la corrente dello stadio di uscita, in questo caso circa 2 mA, che è ottimale quando i telefoni sono collegati in parallelo, se si dispone di un collegamento in serie, è meglio aumentare questo resistore a 1-1,5 kOhm, allo stesso tempo ciò aumenterà leggermente l'efficienza del PPP.
Successivamente, controlliamo il GPA. Va notato che la tensione all'emettitore del transistor T1 non deve essere uguale a 6-8V (come indicato nella sorgente originale), ma può trovarsi in un circuito normalmente funzionante nell'intervallo da 2 allo stesso 6 -8V, ad esempio, nel mio layout è di circa 2, 4B. Questo valore nel caso generale dipende da molti fattori: il tipo di diodi del mixer, il transistor Kus, la profondità del POS, il fattore di qualità del circuito, il coefficiente di inclusione del mixer nel circuito, ad es. il numero di giri della bobina di accoppiamento o la posizione della presa della bobina, i valori delle resistenze nei circuiti di base ed emettitore, ecc., ecc.
In altre fonti, quando si descrive l'impostazione di mixer simili per VPD con diodi al silicio, si consiglia di fornire tensione al mixer con un'ampiezza di circa 0,7 ... 1 V - è bene che abbiano qualcosa per controllarlo: un voltmetro RF o un oscilloscopio. Ma in sostanza, tutti questi sono metodi di controllo INDIRETTO dell'impostazione, anche se per molti aspetti corretti, ma spesso tutt'altro che OTTIMALI, perché la tensione di apertura dei diodi differisce notevolmente non solo per tipi diversi(ad esempio, KD503 ha uno dei più alti, KD521 ne ha meno, KD522 ne ha ancora meno) ma anche all'interno dello stesso tipo. Un'impostazione accurata e ottimale della modalità mixer, nel caso generale, fornirà SOLO il controllo strumentale diretto di DD e sensibilità.
Certo, tutto questo può essere molto interessante dal punto di vista dell'analisi teorica, ma, fortunatamente, non c'è bisogno che ci preoccupiamo di tutto questo, perché. per un mixer su un VPD, esiste un modo più semplice e abbastanza accurato per regolare la tensione GPA richiesta con DIRECT CONTROL utilizzando mezzi letteralmente improvvisati del funzionamento a diodi MODE, il che rende facile e visibilmente garantire il suo funzionamento CLOSE a ottimale.
Per fare ciò, commutamo l'uscita sinistra (vedi Fig. 6) di uno dei diodi su un circuito RC ausiliario. Il risultato è un classico raddrizzatore di tensione GPA con raddoppio e un carico approssimativamente equivalente a quello reale per un mixer. Questo tipo di "voltmetro RF integrato" ci dà l'opportunità di misurare effettivamente le modalità operative di diodi specifici da uno specifico GPA direttamente nel circuito operativo. Collegando un multimetro al resistore 0R1 nella modalità di misurazione della tensione CC per il controllo, selezionando il resistore R3 otteniamo una tensione di 0,35-0,45 V: questa sarà la tensione ottimale per i diodi 1N4148, KD522.521. Se viene utilizzato KD503, la tensione ottimale è maggiore - 0,4-0,5 V. Ecco l'intera configurazione. Saldiamo l'uscita del diodo in posizione e rimuoviamo la catena ausiliaria.
Successivamente, si procede alla determinazione delle frequenze del GPA e al loro collegamento all'intervallo richiesto. Qui abbiamo bisogno di un ricevitore di controllo, che può essere utilizzato, come notato sopra, per qualsiasi ricevitore riparabile (comunicazione o trasmissione) che abbia almeno una o più bande HF estese - non critiche. Di seguito, nella tabella orientativa, sono riportate le frequenze operative delle bande radiotelevisive e amatoriali. Come puoi vedere, la più vicina alle bande amatoriali è la banda di trasmissione 41m, che nei ricevitori reali di solito copre frequenze inferiori a 7100 kHz, almeno fino a 7000 kHz.
Tabella 1
Le frequenze di taglio del principaleKBintervalli
Intervalli | ||||
| nomi abbreviati, m | Limiti di frequenza, MHz | Larghezza di banda, MHz. | fcp, MHz | Larghezza relativa dell'intervallo, % |
| KBbande di trasmissione | ||||
| 49 | 5,950 - 6,200 | 0,250 | 6,075 | 4,1 |
| 41 | 7,100 - 7,300 | 0,200 | 7,200 | 2,7 |
| 31 | 9,500 - 9,775
11,700 - 11,975 15,100 - 15,450 | 0,275 | 9,637 | 2,8 |
| 16 | 17,700 - 17,900 | 0,200 | 17,800 | 1.1 |
| 13 | 21,450 - 21,750 | 0,300 | 21,600 | 1,3 |
| 11 | 25,600 - 26,100 | 0,500 | 25,850 | 1,9 |
| KBbande radioamatoriali | ||||
| 160 | 1,8 0 0 - 2 , 00 0 | 0, 2 00 | 1,900 | 10,5 |
| 80 | 3,500 - 3, 80 0 | 0, 30 0 | 3, 650 | 8,2 |
| 40 | 7,000 - 7, 2 00 | 0, 2 00 | 7, 10 0 | 2,8 |
| 20 | 14,000 - 14,350 | 0,350 | 14,175 | 2,4 |
| 14 | 21,000 - 21,450 | 0,450 | 21,225 | 2,2 |
| 10 | 28,000 - 29,700 | 1,700 | 28,850 | 5,8 |
E questo è abbastanza adatto per noi, poiché il GPA può essere calibrato non solo prendendo la frequenza fondamentale, ma anche le armoniche più vicine (2,3 e anche superiori). Quindi nel nostro caso (GPA = 3500-3550 kHz), le frequenze del GPA saranno determinate dalla 2a armonica, che si trova, rispettivamente, nell'intervallo 7000-7100 kHz. Naturalmente, il modo più semplice per calibrare è con un ricevitore di comunicazione (soprattutto con una bilancia digitale) o un trasmettitore AM convertito (con un rilevatore di miscelazione incorporato), come ho Ishim-003. Se non ne possiedi uno, ma solo un normale ricevitore AM, puoi ovviamente provare a sentire la presenza di un potente vettore a orecchio, come consigliato in alcune descrizioni, ma, francamente, questa attività non è per i deboli di cuore - è difficile da fare anche quando si cerca la frequenza GPA principale, senza parlare di armoniche. Pertanto, non soffriamo: se il ricevitore di controllo ama AM, facciamolo AM! Per fare ciò (vedi Fig. 6), colleghiamo l'uscita ULF all'ingresso tramite un ausiliario
condensatore 0C2 con una capacità di 10-22nF (non critico), trasformando così il nostro ULF in un generatore di bassa frequenza, e il mixer ora eseguirà (e in modo abbastanza efficace!) Le funzioni di un modulatore AM con la stessa frequenza che ascoltiamo nei telefoni. Ora la ricerca della frequenza di generazione GPA sarà molto facilitata non solo alla frequenza GPA principale, ma anche alle sue armoniche. L'ho verificato sperimentalmente cercando prima la frequenza fondamentale (3,5 MHz) e la sua seconda armonica (7 MHz) nella modalità ricevitore di comunicazione, quindi nella modalità AM. Il volume del segnale e la comodità della ricerca sono quasi gli stessi, l'unica differenza è che nella modalità AM, a causa dell'ampia larghezza di banda di modulazione e della larghezza di banda dell'IF, la precisione nel determinare la frequenza è leggermente inferiore (2- 3%), ma questo non è molto critico, perché. se non esiste una scala digitale, l'errore di misurazione della frequenza totale sarà determinato dall'accuratezza della scala meccanica del ricevitore di controllo, e qui l'errore è molto più alto (fino al 5-10%), quindi, quando si calcola il GPA, forniamo la gamma di sintonia GPA con un certo margine.
Il metodo di misurazione stesso è semplice. Colleghiamo un'estremità di un piccolo pezzo di filo, ad esempio una delle sonde del multimetro, al jack dell'antenna esterna del ricevitore di controllo, e posizioniamo semplicemente l'altra estremità accanto alla bobina del GPA regolabile. impostando la manopola KPE GPA sulla posizione di capacità massima, utilizzare la manopola di sintonia del ricevitore per cercare un segnale di tono alto e determinare la frequenza sulla scala del ricevitore. se la scala del ricevitore è calibrata in metri di onda radio, allora per convertire in frequenza in MHz usiamo la formula più semplice F=300/L(lunghezza d'onda in metri).
Quindi, quando l'ho acceso per la prima volta, ho ottenuto la frequenza più bassa di generazione del GPA nell'intervallo 3120-3400 kHz (a seconda della posizione del nucleo di sintonizzazione), da cui si può vedere che è desiderabile per aumentare la frequenza iniziale del 10-12 percento e, di conseguenza, per questo è necessario ridurre la capacità del circuito del 20-24%. Il modo più semplice per farlo è impostare C8 su 620 pF. Dopo questa sostituzione, costruendo il nucleo della bobina, guidiamo facilmente la gamma di sintonia GPA in quella richiesta (3490-3565 kHz), che corrisponde alla ricezione a frequenze di 6980-7130 kHz. Successivamente, colleghiamo l'antenna, posizioniamo la manopola KPI nella posizione centrale, cioè al centro del range operativo, e spostando il nucleo della bobina L1 regoliamo il circuito di ingresso al massimo dei segnali di rumore e etere. Se si osserva una diminuzione del rumore durante la rotazione del nucleo dopo aver raggiunto il massimo, questo indica che il circuito di ingresso è configurato correttamente, riportiamo il nucleo nella posizione massima e possiamo iniziare a cercare stazioni SSB amatoriali e testare l'ascolto in ordine per valutare la qualità del PPP. Se la rotazione del nucleo (in entrambe le direzioni) non riesce a fissare un massimo chiaro, ad es. il segnale continua a crescere, il nostro circuito è configurato in modo errato e sarà necessario selezionare un condensatore. Quindi se il segnale continua ad aumentare quando il nucleo è completamente svitato, la capacità del circuito C2 deve essere ridotta, di norma (se il calcolo preliminare della bobina viene eseguito senza errori), è sufficiente impostare il valore successivo più vicino - nella mia versione è 390pF. E ancora controlliamo la possibilità di sintonizzare il circuito di ingresso sulla risonanza. Viceversa, se il segnale continua a diminuire quando il nucleo è completamente svitato, è necessario aumentare la capacità del circuito C2.
Analisi dei risultati dei test di PPP e suo ammodernamento. Come notato sopra, il primo ascolto SPT in onda lo ha dimostrato
1. Il suono si è rivelato essere una specie di squillo, bloccato lungo lo spettro e molto sgradevole per l'orecchio.
2. Il collegamento di un'antenna IFR sufficientemente grande provoca interferenze dovute al rilevamento AM diretto di segnali forti provenienti da stazioni di trasmissione situate in frequenze vicine alla banda amatoriale.
Analizziamo le cause e le soluzioni di questi problemi nell'ordine sopra elencato. E qui abbiamo solo i parametri del transistor ottenuti durante la preparazione preliminare.
Diamo un'occhiata alla fig. 7, che mostra il circuito equivalente della parte emettitrice dello stadio di uscita ULF. Come puoi vedere, la resistenza di emettitore Re3 del transistor T3 è collegata in serie al condensatore C10 e formano un classico circuito di correzione RF, ovvero un circuito HPF equivalente - sopprimendo le basse frequenze con una frequenza di taglio Fcp = 1 / (6,28 * Ri3 * C10). Il valore della resistenza dell'emettitore Re3 del transistor T3 \u003d 0,026 / 0,002 \u003d 13 ohm e, di conseguenza, la frequenza di taglio del circuito di correzione RF dello stadio di uscita Fav \u003d 2,6 kHz !!! Ecco la seconda ragione per lo spettro "schiacciato" dal basso. Se la corrente del tuo collettore T3 è inferiore (per l'opzione con il collegamento in serie dei telefoni - 1 mA, ovvero resistore R5 = 1,2-1,5 kOhm), allora Fav = 1,3 kHz, che fornisce comunque un valore estremamente inaccettabile. Va notato che in un circuito reale, un notevole effetto di questo circuito sul blocco della risposta in frequenza dal basso con Vst relativamente piccolo del transistor T3 (inferiore a 70-100) influisce sulle frequenze più basse - da circa 500-600Hz. Ma non appena aumentiamo il valore effettivo della Vst del transistor T3 (introduciamo un inseguitore di emettitore aggiuntivo all'ingresso di T3 - vedere la descrizione del miglioramento di seguito), apparirà in tutto il suo splendore, ovvero il il blocco delle basse frequenze con una pendenza di -6dB sarà nell'intera gamma fino alla frequenza di taglio di 2,6 kHz. Pertanto, affinché la parte inferiore della risposta in frequenza dell'SPP non dipenda dalle modalità operative dei transistor e dai loro parametri, è necessario aumentare la capacità C10 di 10-20 volte, ad es. scegli 47-100uF.L'ascolto di prova ha mostrato che il livello di auto-rumore del PPP è molto basso - il rumore è appena udibile. E questo significa che abbiamo l'opportunità di aumentare il guadagno complessivo dell'ULF almeno diverse volte - a un livello tale quando il rumore intrinseco dell'SPP ascoltato nei telefoni non raggiunge la soglia di disagio - quando si lavora con i telefoni, secondo l'autore, questo livello è di circa 15-20 mV. Analisi teorica mostra che il guadagno di tensione del nostro circuito ULF (due stadi con OE con collegamento galvanico tra loro) in prima approssimazione Cus = (Vst3 * Rtelef * Ik2) / 0,026, cioè dipende principalmente solo dalla corrente di collettore del primo stadio , coefficiente statico amplificazione della corrente del transistor T3 del secondo stadio e della resistenza dei telefoni (e, per strano che possa sembrare, praticamente non dipende dalla Vst del transistor T2 dello stadio di ingresso). Di queste tre componenti della formula, due sono fissate in modo piuttosto rigido. Ik2 \u003d 0,5-0,9 mA è determinato dalla condizione per ottenere il rumore minimo del primo stadio, Rtel - inoltre non può essere modificato (si presume che i telefoni siano già collegati da capsule in serie).
L'unica opzione rimasta è aumentare Vst. Ma come? L'autore, con grande difficoltà, dopo aver passato una buona dozzina di MP-NIS (che di solito hanno Vst = 30-50), ha trovato un MP41A con Vst = 110 (si può dire esclusivo), ma ce ne serve uno ancora più grande, ogni 5-7, Vst?
La soluzione è abbastanza semplice: metti un inseguitore di emettitore all'ingresso del secondo stadio. In questo caso, il totale Vst \u003d il prodotto di Vst3 * Vst4 e anche con transistor con un minimo Vst \u003d 30, il totale Vst \u003d 900 è più che sufficiente. Di conseguenza, a causa di una leggera complicazione del circuito (aggiunto un transistor e un resistore), abbiamo aumentato Kus di diverse volte (nella mia versione -5-7) e allo stesso tempo abbiamo avuto l'opportunità di utilizzare QUALSIASI transistor UTILE in l'ULF, senza selezione preliminare da parte di Vst, con una buona ripetibilità dei risultati.
La regolazione operativa del livello del segnale in ingresso, ovvero l'accoppiamento del ricevitore DD con i segnali DD in onda, è più semplice da realizzare utilizzando un comune potenziometro da 10-22 kOhm collegato tra l'antenna e il circuito di ingresso.
Lo stesso potenziometro svolge efficacemente le funzioni di controllo del volume. Ora non ci sono interferenze AM (anche con il più semplice preselettore a circuito singolo di bassa qualità!) E puoi ascoltare l'intera gamma fino alla frequenza dell'emittente stessa. Il trucco è che ora l'amplificazione del percorso a bassa frequenza è tale che quando viene collegata un'antenna di dimensioni standard, l'utente PPP è semplicemente costretto, per salvarsi le orecchie, a ridurre il livello del segnale in ingresso dall'antenna (volume ), e quindi il livello di interferenza che entra nel mixer. In linea di massima, in presenza di una grande antenna, sarebbe possibile mettere subito un attenuatore non commutabile di 10-20dB, ma non l'ho fatto, perché. è molto probabile che il nostro PPP, per la sua economia e alimentazione autonoma, trovi la sua applicazione in condizioni non stazionarie, ad esempio quando si esce in natura, con un'antenna casuale o solo un pezzo di filo, e quindi il suo una maggiore sensibilità non sarà affatto superflua.
Quando il PPP è alimentato da una batteria Krona o da una batteria, poiché sono scariche, la tensione di alimentazione diminuirà da 9,4 a 6,5-7 V, il ricevitore rimarrà operativo, ma la gamma di sintonia GPA si sposterà notevolmente. Se si prevede di dotare questo progetto PPP di una scala meccanica sufficientemente accurata, ha senso garantire la stabilizzazione della modalità operativa GPA. A differenza delle soluzioni tipiche che utilizzano stabilizzatori di tensione (elementi integrati o discreti), che consumano corrente aggiuntiva per le loro esigenze, noi, per mantenere l'efficienza del PPP, utilizzeremo il regolatore di corrente GPA (e infatti la corrente di collettore del transistor T1 ) Su transistor ad effetto di campo T5 (è possibile utilizzare quasi tutti i dispositivi da campo della serie KP302,303,307, che hanno una corrente di drain iniziale di almeno 2-3mA).
La tensione di uscita del GPA viene ora regolata selezionando il resistore R9, che viene convenientemente sostituito con un trimmer da 3,3-4,7 kOhm per il tempo di tuning. Dopo aver impostato la tensione GPA ottimale, misuriamo il valore di resistenza risultante e impostiamo una costante del valore nominale più vicino.
Dopo aver eseguito le modifiche di cui sopra allo schema, il suono del PPP ha acquisito una tonalità naturale e naturale ed è diventato più comodo ascoltare la trasmissione.
Successive misurazioni strumentali hanno mostrato che la sensibilità (a s / w = 10dB) è di circa 1,5-1,6 μV, ovvero il livello di rumore ridotto è di circa 0,5-0,55 μV. Il livello di rumore totale all'uscita PPP è 12,5-13 mV. Totale Kus più di 20 mila. Il livello del segnale è del 30% AM con una detuning di 50 kHz, creando interferenze (dovute al rilevamento AM diretto) a un livello di rumore dell'ordine di 10-11 mV, ovvero il nostro ricevitore DD2 si è rivelato non peggiore di 86 dB - un ottimo risultato, a livello delle potenzialità del mixer al VPD! Per fare un confronto, l'ormai popolare SPP basato su 174XA2 ha un DD2 di soli 45-50dB.
Conclusione. Come puoi vedere, no, si è rivelato così semplice, questo semplice PPP. Ma la tecnica PPP è molto democratica (ecco perché è gloriosa) e consente mezzi semplici, letteralmente improvvisati, per fabbricare e sintonizzare a casa, anche per radioamatori principianti, progetti molto decenti in termini di parametri. E, onestamente, per molto tempo non ho ricevuto tanto piacere e soddisfazione creativa come nei quattro giorni in cui sono stato impegnato a mettere a punto e rastrellare il "rastrello" di questo PPP. Ad essere onesti, va notato che nei successivi progetti PPP simili (su tre transistor) di RA3AAE, ad esempio, nell'ultimo [6], non ci sono problemi del genere, beh, tranne forse a Vst alto (che è molto probabilmente per KT3102), il carico del filtro passa basso è alto, perché se il suono PPP risulterà essere "squillante" - come viene trattato, spero che ora tu lo sappia.
,Sto costruendo un semplice PPP
Di recente, mio figlio di otto anni ha deciso di "unirsi al saldatore" e mi ha chiesto di fare una specie di ricevitore con lui. Tenendo conto del fatto che a casa dai dispositivi - solo un multimetro digitale cinese, la mia scelta è caduta sul già leggendario PPP V.T. Polyakov. Ho già realizzato questo ricevitore negli anni '80 e ha lasciato solo piacevoli ricordi. Ma in quegli anni non avevo né esperienza, né strumenti normali e, ovviamente, non venivano effettuate misurazioni strumentali: funzionava, e tutto bene. E ora è stato difficile resistere alla tentazione di ripetere questo progetto e testarlo con i dispositivi, ma l'importante è confrontare il suo suono con il mio PPPquando si lavora sullo stesso desktop sulla stessa antenna (fili da 10-12 m ad un'altezza di 10-12 m) sulla banda dei 40 m, la più difficile per IFR in termini di interferenza, perché potenti stazioni radio di trasmissione sono molto vicine in frequenza e se il ricevitore funziona bene su questa gamma, funzionerà senza problemi su tutti gli altri. Inoltre, mi interessava la variante PPP in particolare sui transistor al germanio (sebbene già obsoleta - ma molti radioamatori li hanno da tempo immemorabile in un comodino mezzo secchio ciascuno), perché. l'autore ha già incontrato più volte colleghi che presumibilmente forniscono un suono più morbido dei ricevitori o solo ULF. E ora, senza troppa fretta, in due sere mio figlio (sotto la mia stretta guida) ha saldato il ricevitore, verificato le modalità, ancora un paio di minuti per regolare il GPA e, con il fiato sospeso, colleghiamo l'antenna (Fig. 1 ).
Ahimè, è sera (era a febbraio, 22-00 ora di Mosca), non c'è praticamente alcun passaggio e solo fischi assordanti, rumori e ... un'emittente cinese si sentono nelle cuffie su tutta la gamma. Al mattino, prima di partire per il lavoro, abbiamo riacceso il PPP. Il passaggio era buono, le stazioni amatoriali suonavano forte ea volte assordante, ma il suono era in qualche modo squillante, bloccato lungo lo spettro e molto sgradevole all'orecchio. E ancora, quasi su tutta la gamma, si è fatta sentire la suddetta emittente, anche se molto più silenziosa. La delusione del ragazzo non conosceva limiti, e avevo urgente bisogno di analizzare attentamente questo, in generale, semplice design e cercare modi per configurarlo in modo ottimale a casa, avendo infatti solo un tester economico e un ricevitore di trasmissione convenzionale (in questo caso, ISHIM-003) come controllo, nonché possibili modi per migliorare i parametri principali.
A giudicare dai messaggi che appaiono di volta in volta nei vari forum, un gran numero di radioamatori alle prime armi deve affrontare problemi simili. Come risultato di queste riflessioni, è apparso questo articolo, il cui compito principale è raccontare in dettaglio a un radioamatore alle prime armi come realizzare e configurare correttamente un semplice PPP a casa.
Quindi, iniziamo. In considerazione del fatto che degli strumenti di misura disponiamo solo di un multimetro digitale cinese DT-830V, per configurare in modo ottimale il circuito e comprendere correttamente i processi che in esso avvengono, è necessario effettuare una preparazione preliminare e cercare di ottenere quante più informazioni possibili sui parametri delle parti principali (questo, come vedremo più avanti, in futuro, ci sarà molto utile quando analizzeremo il funzionamento del circuito e troveremo modi per migliorarne il funzionamento). Procediamo alla selezione dei dettagli principali.
1. Transistori. Come indicato nella descrizione, quasi tutti i transistor pp a bassa frequenza sono adatti per un amplificatore a bassa frequenza. È auspicabile, tuttavia, che V3 sia a basso rumore (P27A, P28, MP39B) e il coefficiente di trasferimento di corrente di entrambi i transistor dovrebbe essere almeno 50-60. .2) e selezionare quelli richiesti dalle copie disponibili. Va notato che i risultati di queste misurazioni devono essere trattati come indicativi, poiché è possibile un grande errore, specialmente per i transistor al germanio. Una caratteristica di questa modalità per il multimetro DT-830V (e simili cinesi) è che la misurazione viene eseguita quando alla base viene applicata una corrente fissa di 10 μA. alcuni casi di transistor al germanio possono avere una corrente inversa sulla base del collettore comparabile, il che porta a una sovrastima proporzionale delle letture. Ma nel nostro caso non è critico.
2. I diodi per il mixer possono essere qualsiasi silicio ad alta frequenza delle serie KD503.509, 512, 521.522, ma 1N4148 importati e simili sono migliori. Sono convenienti ed economici ($ 0,01), ma il vantaggio principale è una diffusione dei parametri significativamente inferiore rispetto a quelli domestici. Si consiglia di raccoglierli in coppia, anche se con resistenza diretta, accendendo il multimetro DT-830V nella modalità di continuità del diodo. La foto (Fig. 3) mostra il risultato della verifica e della selezione di più di cinquanta diodi 1N4148. Come puoi vedere, la loro diffusione nella resistenza diretta è estremamente ridotta, il che, tra l'altro, consente loro di essere consigliati in sicurezza per la costruzione di miscelatori multidiodo. Per fare un confronto, per prendere una coppia di KD522 domestici con valori più o meno vicini, ho dovuto passare attraverso ben 2 dozzine di diodi.
3. Il KPI può essere qualsiasi cosa, ma sempre con un dielettrico ad aria, altrimenti sarà difficile ottenere una stabilità GPA accettabile. I KPI dei blocchi VHF dei vecchi ricevitori industriali (Fig. 4), che si trovano ancora spesso sui nostri mercati radiofonici, sono molto convenienti. Hanno un turner 1:3 integrato, che rende molto più facile sintonizzarsi su una stazione SSB. Collegando entrambe le sezioni in parallelo, otteniamo una capacità di circa 8-34 pF.
Per certezza, partiremo dal fatto che abbiamo un tale KPI. Se la capacità massima del tuo KPI è diversa, è facile portarla a quella richiesta includendo un condensatore di stretching 39-51pF in serie.
Il calcolo di un condensatore di trazione è abbastanza semplice. La capacità totale o equivalente dei condensatori collegati in serie Cekv = (Skpe * Crast) / (Ckpe + Crast).
Da qui, con diverse sostituzioni di valori di prova, puoi ottenere ciò che stai cercando. Quindi, con la capacità massima di KPI, ad esempio, da Speedola = 360pF, dobbiamo ottenere la capacità equivalente di KPI (dall'esempio precedente = 34pF). Sostituendo i valori di prova, troviamo 39pF.
4. Cuffie elettromagnetiche, necessariamente ad alta resistenza (con bobine di elettromagneti con un'induttanza di circa 0,5H e una resistenza CC di 1500 ... 2200 Ohm), ad esempio tipo TON-1, TON-2, TON-2m, TA-4, TA-56 m. Se collegati in serie, cioè "+" di uno è collegato a "-" dell'altro, hanno una resistenza totale per corrente continua di 3,2-4,4 kOhm, per corrente alternata, circa 10-12 kOhm ad una frequenza di 1 kHz . Quindi sono inclusi nello schema IFR originale di RA3AAE, quindi ha senso lasciarli. Nella mia versione, i telefoni TON-2 sono collegati in parallelo, il che ha permesso contemporaneamente di ottenere molto volume durante il funzionamento di Radio-76, poiché la resistenza è 4 volte inferiore (entrambi in corrente continua 800-1,1 kOhm e in corrente alternata - circa 3,5-4 kOhm), che, di conseguenza, ha fornito un aumento di 4 volte della potenza di uscita. Non l'ho più cambiato in connessione seriale - non è critico, ma come ha dimostrato l'esperienza, il volume risultante è ancora eccessivo ed è meglio, per questo PPP, applicare la connessione seriale dei telefoni.
5. Induttore LPF. Come indicato nell'articolo, la bobina del filtro passa-basso L3 con un'induttanza di 100 mH è avvolta su un circuito magnetico K18X8X5 in ferrite 2000NN e contiene 250 spire di filo PELSHO 0.1-0.15. È possibile utilizzare il circuito magnetico K10X7X5 dalla stessa ferrite, aumentando il numero di giri a 300, o K18X8X5 da ferrite 1500NM o 3000NM (in questo caso, l'avvolgimento dovrebbe essere rispettivamente di 290 e 200 giri). Puoi anche usarne uno già pronto adatto, ad esempio, utilizzando metà dell'avvolgimento primario del trasformatore di uscita da ricevitori a transistor di piccole dimensioni o uno degli avvolgimenti delle testine magnetiche universali di un registratore a cassette. Ho usato una bobina già pronta per 105 mGot di un filtro passa basso industriale D3.4 smontato. In casi estremi, la bobina del filtro può essere sostituita con una resistenza con una resistenza di 1-1,3 kOhm. Tuttavia, è meglio evitarlo, perché la selettività e la sensibilità del ricevitore non sono già molto elevate e si deterioreranno notevolmente.
6. Alta frequenza a induttori (PDF e GPD). Particolare attenzione dovrebbe essere prestata a questi induttori, poiché molto dipende dalla loro qualità: sensibilità del ricevitore, stabilità della frequenza dell'oscillatore locale, selettività. E come mostra l'esperienza della comunicazione sui forum, è la loro fabbricazione che causa le maggiori difficoltà ai radioamatori principianti, perché. è improbabile che sia possibile ottenere (acquistare) gli stessi frame dell'autore, oppure si vorrà ricostruire il ricevitore in una gamma diversa. In questo caso, la presenza di un misuratore di induttanza, almeno il prefisso più semplice, sarebbe di grande aiuto.
ma noi, come concordato prima, non abbiamo altro che un multimetro e un ricevitore radiofonico domestico con banda HF - una o più allungate - non è critico, ho Ishim-003. Come, in questo caso, scegliere (calcolare) e realizzare correttamente le bobine?
Prima di tutto, vi ricordo che la frequenza di risonanza del circuito è determinata dalla nota formula di Thomson
Dove F è la frequenza in MHz, L - induttanza in μH, C - capacità in pF
Per ogni frequenza di risonanza, il prodotto L * C è un valore costante, sapendo che è facile calcolare L con C nota e viceversa. Quindi per la metà delle bande amatoriali, il prodotto L * C (μH * pF) è 28 MHz - 32,3, per 21 MHz - 57,4, per 14 MHz - 129,2, per 7 MHz - 517, per 3,5 MHz - 2068, per 1 ,8 MHz - 7400. La scelta dei valori specifici di L e C è abbastanza arbitraria entro certi limiti, ma nella pratica amatoriale c'è una buona regola collaudata nel tempo - per la gamma 28 MHz, prendere un'induttanza di circa 1 μH e una capacità, rispettivamente, di circa 30 pF. Con una diminuzione della frequenza, aumentiamo in proporzione diretta, allo stesso modo, la capacità del condensatore e l'induttanza della bobina. Quindi per una frequenza di 7 MHz (circuito di ingresso) si ottengono i valori consigliati di 120pF e 4,3 μH e per 3,5 MHz (circuito GPA) 240 e 8,6 μH.
Ma in pratica, spesso, in particolare per lo schema in discussione, grandi variazioni di valori sono accettabili, a volte senza un effetto evidente sulla qualità del lavoro. E spesso, le cose abbastanza banali diventano il criterio determinante:
1. Disponibilità di bobine già pronte con induttanza prossima ai valori richiesti. Di norma, un paio di vecchi ricevitori rotti giacciono "sul comodino" di un radioamatore, fungendo da "donatori" e fornitori di parti per nuovi progetti, incl. e bobine, molte delle quali possono adattarsi in forma finita, senza alterazioni, per il nostro ricevitore. Dal momento che non abbiamo l'opportunità di misurare l'induttanza, possiamo cercare dati di riferimento, in modo più realistico, nei libri di riferimento sulle apparecchiature domestiche, precedentemente prodotti in quantità di massa. Ora ci sono motori di ricerca molto efficaci su Internet, quindi non è un problema trovare tali directory in formato elettronico.
Il requisito principale per la selezione delle bobine finite è la presenza di un rubinetto (o bobina di accoppiamento) da 1/3 ... 1/4 (non critica) parte dei giri. Quindi il "donatore" per il mio PPP era la vecchia "Sonata". Nel GPA ho installato un circuito oscillatore locale KV-2 con un'induttanza di 3,6 μH (26,5 spire della bobina d'anello e 8 spire della bobina di comunicazione), e nel circuito di ingresso ho installato, in assenza di un uno, una bobina KV-4 con un'induttanza di 1,2 μH (15 spire con tap da 3,5) - come si può vedere, quest'ultima è molto lontana dall'ottimale, eppure questa soluzione è abbastanza efficiente e, come vedremo in seguito , fornisce la realizzazione quasi completa del potenziale del mixer.
2. un altro criterio è la scelta della capacità del circuito in modo da fornire il range di sintonia richiesto con i KPI disponibili. Il calcolo è abbastanza semplice. larghezza di banda relativa, ad esempio 7 MHz, con un piccolo margine ai bordi = (7120-6980)/7050=0,02 o 2%. Per fare ciò, la capacità del loop deve essere ricostruita di un valore doppio, ad es. 4% (dal valore di 240 pF), che è solo 9,6 pF, il che non è molto conveniente nell'implementazione pratica, perché anche per un KPI VHF a bassa capacità e con una sezione attiva, è necessario attivare un condensatore di stretching, ma che ne dici di attivare KPI standard con una capacità massima di 270-360 pF? Pertanto, andiamo dall'opposto: la ristrutturazione della capacità 34pF-8pF \u003d 26 pF è del 4%, quindi la capacità totale del circuito è 650 pF. In questo caso, l'induttanza è 3,2 μH. Mettiamo la bobina che abbiamo, che ha un'induttanza passaporto di 3,6 μH (con la posizione centrale del nucleo), in base alla possibilità di regolare l'induttanza spostando questo nucleo.
Ma cosa dovrebbe fare un radioamatore se non ha scorte "strategiche" di bobine già pronte? Non c'è scelta: devi realizzarli da solo, su quei telai che sono disponibili. Ci armiamo di un calibro e misuriamo il diametro, se ci sono sezioni - il diametro interno, la larghezza di una sezione e tutto in una volta, il diametro delle guance, quindi eseguiamo un esame esterno del telaio - liscio o rigato (bobine ricevitore HF, bobine 100NN core o IF da televisori) - buone per tutte le bande HF, sezionate (eterodina SV, DV o IF, core 600НН) - i migliori risultati sulle bande basse (160 e 80 m). Il calcolo del numero di giri della bobina è abbastanza semplice.
Tenendo conto del fatto che il nucleo di sintonizzazione (nella posizione centrale) aumenta l'induttanza di circa 1,3-1,5 volte (se ferrite) o 1,2-1,3 volte (carbonile lungo 10 mm - dalle bobine IF dei vecchi televisori), il calcolo le spire della bobina vengono eseguite per un corrispondente numero di volte ridotto rispetto all'induttanza richiesta. Le formule di calcolo sono fornite in tutti i libri di riferimento dei radioamatori, ma spesso è più conveniente utilizzare programmi di calcolo speciali, ad esempio MIX10, Kontur32 è conveniente per calcolare una bobina a strato singolo e per tutti i tipi, incl. multistrato - RTE.
A proposito, questi stessi programmi possono essere utilizzati per determinare approssimativamente l'induttanza di una bobina già pronta di origine sconosciuta. La procedura è la stessa: misuriamo la geometria della bobina (diametro, lunghezza dell'avvolgimento), contiamo visivamente il numero di giri e sostituiamo questi dati nel programma. Non dimenticare di moltiplicare il risultato del calcolo per il fattore di aumento dell'induttanza per il nucleo esistente.
Naturalmente, l'errore nella definizione calcolata dell'induttanza può essere piuttosto grande (fino al 30-40%), ma non temere: in questa fase è importante per noi conoscere l'ordine dell'induttanza. Tutto il resto, se necessario, può essere facilmente corretto in fase di impostazione della RFP.
Alcune parole dovrebbero essere dette sul GPA. Questo PPP utilizza un circuito capacitivo a tre punti con un transistor T1 (Fig. 5.), Collegato secondo il circuito OB. Catena R 1 C 5 svolge le funzioni di stabilizzazione dell'ampiezza (gridlick), ma oltre ad essa, la stessa funzione di stabilizzazione dell'ampiezza (e in modo molto efficace) è svolta dal load-mixer sul VPD (lo stesso limitatore di diodi a due lati). Di conseguenza, quando si sceglie il rapporto tra le capacità del POS inverso C8 / C7 entro 5-10 e un transistor ad alta frequenza sufficientemente ( F gran>10 F slave, nel nostro caso questa condizione è soddisfatta, per KT312 F gran>120MHz, per KT315 F limite > 250 MHz), GPA fornisce una generazione stabile e un'ampiezza stabile quando si cambia l'impedenza caratteristica del circuito, ad es. rapporti L/C in un range molto ampio, che, di fatto, ci dà la possibilità di grande libertà nella scelta dei valori di induttanza o capacità.
Csum \u003d Spar + Skpe + Seq 7.8. Nel nostro caso, il calcolo fornisce C7=750, C8=4700pF.
Sottolineo ancora una volta che l'uso del CPI con un dielettrico in aria ci fornirà quasi automaticamente una stabilità molto elevata del GPA senza prendere misure speciali per la stabilizzazione termica. Quindi il mio modello PPP a 7 MHz, quando alimentato da Krona, mantiene la stazione SSB per almeno mezz'ora senza un cambiamento evidente nel timbro della voce del corrispondente, ovvero l'instabilità assoluta non è peggiore di 50-100 Hz!
Tenuto conto del fatto che la gamma che abbiamo scelto è piuttosto a banda stretta, non c'è bisogno di una ristrutturazione del circuito di ingresso sincrono con il GPA, quindi semplifichiamo un po' il circuito (vedi Fig. 5). E una volta completata questa preparazione preliminare, puoi procedere con l'installazione.
Per la prototipazione, è conveniente utilizzare una tavola appositamente preparata per questo, il cosiddetto "pesce", che è un pezzo di fibra di vetro o getinax a foglio unilaterale, la cui lamina di rame viene tagliata uniformemente da un taglierino in piccoli quadrati (rettangoli) con una dimensione laterale di 5-7 mm. Dopo averlo pulito a specchio con carta vetrata fine, coprirlo con un piccolo strato di colofonia liquida (soluzione alcolica) - e il "pesce" è pronto. Ha senso dedicare un piccolo sforzo alla sua fabbricazione, se continui a dedicarti all'ingegneria radio, tornerà utile più di una volta. Il mock-up mostrato nella foto (Fig. 1) è stato realizzato da me quando ero studente e ha funzionato correttamente per più di un quarto di secolo, permettendomi di eseguire rapidamente e con il minimo lavoro un mock-up piuttosto grande schemi e disegni. Durante l'installazione, cerchiamo di disporre le parti come nello schema, garantendo la massima distanza possibile tra le bobine PDF e GPA. Sono stato in qualche modo riassicurato e per un ulteriore disaccoppiamento di questi circuiti, ho posizionato le bobine sulla breadboard su piani diversi (l'ingresso è orizzontale e il GPA è verticale), ma se la distanza tra le bobine è superiore a 30-40 mm o sono schermati, questo non è particolarmente necessario.
Istituzione di un PPP . Dopo aver montato le parti, lo controlliamo di nuovo attentamente per l'assenza di errori e colleghiamo l'alimentazione: una batteria o un accumulatore.Nei telefoni dovrebbe essere udito un rumore di spettro piccolo, appena distinguibile e uniforme, se viene mescolata con un'ombra rauca e a bassa frequenza - prova di una ripresa diretta a una frequenza di 50 Hz dalla rete, stiamo cercando una fonte di interferenza vicino al nostro layout e almeno per il momento della messa a punto la rimuoviamo. Quindi, quando l'ho acceso per la prima volta, c'era uno sfondo evidente, la cui fonte si è rivelata un trasformatore step-down del saldatore posizionato molto vicino, dopo averlo trasferito dal tavolo al pavimento, l'interferenza è diventata invisibile. In futuro, quando si trasforma il PPP in un progetto finito, si consiglia vivamente di collocarlo in una custodia (di metallo) schermata e tali problemi svaniranno in secondo piano. Siamo convinti delle prestazioni complessive dell'ULF toccando con il dito uno qualsiasi dei cavi della bobina passa-basso L3. Si dovrebbe sentire un forte "ringhio" nei telefoni. Verifichiamo le modalità di alimentazione CC: sull'emettitore T3 (Fig. 6) dovrebbe esserci una tensione dell'ordine di 0,9-1,3 V, che fornisce la modalità T2 ottimale in termini di rumore. Se la tensione supera questi limiti, otteniamo la selezione richiesta R2 tenendo conto del fatto che un aumento della sua resistenza provoca un aumento della tensione e viceversa. Valore del resistore R 5 imposta la corrente dello stadio di uscita, in questo caso circa 2 mA, che è ottimale quando i telefoni sono collegati in parallelo, se si dispone di una connessione seriale, è meglio aumentare questa resistenza a 1-1,5 kOhm, allo stesso tempo questo aumenterà leggermente l'efficienza del PPP.
Successivamente, controlliamo il GPA. Va notato che la tensione all'emettitore del transistor T1 non deve essere uguale a 6-8V (come indicato nella sorgente originale), e forse in un circuito normalmente funzionante che va da 2 agli stessi 6-8V, ad esempio, nel mio layout è di circa 2,4V. Questo valore nel caso generale dipende da molti fattori: il tipo di diodi del mixer, il transistor Kus, la profondità del POS, il fattore di qualità del circuito, il coefficiente di inclusione del mixer nel circuito, ad es. il numero di giri della bobina di accoppiamento o la posizione della presa della bobina, i valori dei resistori nei circuiti di base ed emettitore, ecc., ecc. ...
In altre fonti, quando si descrivono le impostazioni di mixer simili per VPD con diodi al silicio, si consiglia di fornire tensione al mixer con un'ampiezza di circa 0,7 ... 1 V - è bene che abbiano qualcosa per controllarlo: un voltmetro RF o un oscilloscopio. Ma in sostanza, tutti questi sono metodi di controllo INDIRETTO dell'impostazione, anche se per molti aspetti corretti, ma spesso tutt'altro che OTTIMALI, perché la tensione di apertura dei diodi differisce notevolmente non solo per i diversi tipi (ad esempio, KD503 ha uno dei più alto, KD521 ha meno , KD522 ha anche meno) ma anche all'interno dello stesso tipo. Un'impostazione accurata e ottimale della modalità mixer, nel caso generale, fornirà SOLO il controllo strumentale diretto di DD e sensibilità.
Certo, tutto questo può essere molto interessante dal punto di vista dell'analisi teorica, ma, fortunatamente, non c'è bisogno che ci preoccupiamo di tutto questo, perché. per un mixer su un VPD, esiste un modo più semplice e abbastanza accurato per regolare la tensione GPA richiesta con DIRECT CONTROL utilizzando mezzi letteralmente improvvisati del funzionamento a diodi MODE, il che rende facile e visibilmente garantire il suo funzionamento CLOSE a ottimale.
Per fare ciò, commutamo l'uscita sinistra (vedi Fig. 6) di uno dei diodi sull'ausiliario Rc catena. Il risultato è un classico raddrizzatore di tensione GPA con raddoppio e un carico approssimativamente equivalente a quello reale per un mixer. Questo tipo di "voltmetro RF integrato" ci dà l'opportunità di misurare effettivamente le modalità operative di diodi specifici da uno specifico GPA direttamente nel circuito operativo. Collegato per il controllo al resistore 0 R 1 multimetro in modalità di misurazione della tensione CC, selezione del resistore R 3 otteniamo una tensione di 0,35-0,45 V: questa sarà la tensione ottimale per i diodi 1 N 4148, KD522.521. Se viene utilizzato KD503, la tensione ottimale è maggiore - 0,4-0,5 V. Ecco l'intera configurazione. Saldiamo l'uscita del diodo in posizione e rimuoviamo la catena ausiliaria.
Successivamente, si procede alla determinazione delle frequenze del GPA e al loro collegamento all'intervallo richiesto. Qui abbiamo bisogno di un ricevitore di controllo, che può essere utilizzato, come notato sopra, per qualsiasi ricevitore riparabile (comunicazione o trasmissione) che abbia almeno una o più bande HF estese - non critiche. Di seguito, nella tabella orientativa, sono riportate le frequenze operative delle bande radiotelevisive e amatoriali. Come puoi vedere, la più vicina alle bande amatoriali è la banda di trasmissione 41m, che nei ricevitori reali di solito copre frequenze inferiori a 7100 kHz, almeno fino a 7000 kHz.
Tabella 1
Le frequenze di taglio del principale Bande KB
Intervalli |
||||
|
nomi abbreviati, m |
Limiti di frequenza, MHz |
Larghezza di banda, MHz. |
f cp , MHz |
Larghezza relativa dell'intervallo, % |
|
KB bande di trasmissione |
||||
|
49 |
5,950 - 6,200 |
0,250 |
6,075 |
4,1 |
|
41 |
7,100 - 7,300 |
0,200 |
7,200 |
2,7 |
|
31 25 19 |
9,500 - 9,775 11,700 - 11,975 15,100 - 15,450 |
0,275 0,275 0,350 |
9,637 11,837 15,275 |
2,8 2,3 2,9 |
|
16 |
17,700 - 17,900 |
0,200 |
17,800 |
1.1 |
|
13 |
21,450 - 21,750 |
0,300 |
21,600 |
1,3 |
|
11 |
25,600 - 26,100 |
0,500 |
25,850 |
1,9 |
|
KB bande radioamatoriali |
||||
|
160 |
1,8 0 0 - 2 , 00 0 |
0, 2 00 |
1,900 |
10,5 |
|
80 |
3,500 - 3, 80 0 |
0, 30 0 |
3, 650 |
8,2 |
|
40 |
7,000 - 7, 2 00 |
0, 2 00 |
7, 10 0 |
2,8 |
|
20 |
14,000 - 14,350 |
0,350 |
14,175 |
2,4 |
|
14 |
21,000 - 21,450 |
0,450 |
21,225 |
2,2 |
|
10 |
28,000 - 29,700 |
1,700 |
28,850 |
5,8 |
E questo è abbastanza adatto per noi, poiché il GPA può essere calibrato non solo prendendo la frequenza fondamentale, ma anche le armoniche più vicine (2,3 e anche superiori). Quindi nel nostro caso (GPA = 3500-3550 kHz), le frequenze del GPA saranno determinate dalla 2a armonica, che si trova, rispettivamente, nell'intervallo 7000-7100 kHz. Naturalmente, il modo più semplice per calibrare è con un ricevitore di comunicazione (soprattutto con una bilancia digitale) o un trasmettitore AM convertito (con un rilevatore di miscelazione incorporato), come ho Ishim-003. Se non ne possiedi uno, ma solo un normale ricevitore AM, puoi ovviamente provare a sentire la presenza di un potente vettore a orecchio, come consigliato in alcune descrizioni, ma, francamente, questa attività non è per i deboli di cuore - è difficile da fare anche quando si cerca la frequenza principale del GPA, per non parlare delle armoniche.Pertanto, non soffriamo: se il ricevitore di controllo ama AM, facciamolo AM! Per fare ciò (vedi Fig. 6), colleghiamo l'uscita ULF all'ingresso utilizzando un condensatore ausiliario 0C2 con una capacità di 10-22nF (non critico), trasformando così il nostro ULF in un generatore di bassa frequenza e il mixer ora eseguirà (e in modo abbastanza efficace!) le funzioni di un modulatore AM con la stessa frequenza che sentiamo nei telefoni. Ora la ricerca della frequenza di generazione GPA sarà molto facilitata non solo alla frequenza GPA principale, ma anche alle sue armoniche. L'ho verificato sperimentalmente cercando prima la frequenza fondamentale (3,5 MHz) e la sua seconda armonica (7 MHz) nella modalità ricevitore di comunicazione, quindi nella modalità AM. Il volume del segnale e la comodità della ricerca sono quasi gli stessi, l'unica differenza è che nella modalità AM, a causa dell'ampia larghezza di banda di modulazione e della larghezza di banda dell'IF, la precisione nel determinare la frequenza è leggermente inferiore (2- 3%), ma questo non è molto critico, perché. se non esiste una scala digitale, l'errore di misurazione della frequenza totale sarà determinato dall'accuratezza della scala meccanica del ricevitore di controllo, e qui l'errore è molto più alto (fino al 5-10%), quindi, quando si calcola il GPA, forniamo la gamma di sintonia GPA con un certo margine.
Il metodo di misurazione stesso è semplice. Colleghiamo un'estremità di un piccolo pezzo di filo, ad esempio una delle sonde del multimetro, al jack dell'antenna esterna del ricevitore di controllo, e posizioniamo semplicemente l'altra estremità accanto alla bobina del GPA regolabile. impostando la manopola KPE GPA sulla posizione di capacità massima, utilizzare la manopola di sintonia del ricevitore per cercare un segnale di tono alto e determinare la frequenza sulla scala del ricevitore. se la scala del ricevitore è calibrata in metri di un'onda radio, allora per convertire in una frequenza in MHz, utilizziamo la formula più semplice FA=300/L (lunghezza d'onda in metri).
Quindi, quando l'ho acceso per la prima volta, ho ottenuto la frequenza più bassa di generazione del GPA nell'intervallo 3120-3400 kHz (a seconda della posizione del nucleo di sintonizzazione), da cui si può vedere che è desiderabile per aumentare la frequenza iniziale del 10-12 percento e, di conseguenza, per questo è necessario ridurre la capacità del circuito del 20-24%. Il modo più semplice per farlo è impostare C8 su 620 pF. Dopo questa sostituzione, costruendo il nucleo della bobina, guidiamo facilmente la gamma di sintonia GPA in quella richiesta (3490-3565 kHz), che corrisponde alla ricezione a frequenze di 6980-7130 kHz. Successivamente, colleghiamo l'antenna, fissiamo la manopola KPE nella posizione centrale, cioè al centro del campo operativo, e spostiamo il nucleo della bobina l 1 regoliamo il circuito di ingresso per il massimo rumore e segnali nell'aria. Se durante la rotazione del nucleo dopo aver raggiunto il massimo si osserva una diminuzione del rumore, questo indica che il circuito di ingresso è configurato correttamente, riportiamo il nucleo nella posizione massima e possiamo iniziare la ricerca amatoriale SSB stazioni e prove di ascolto per valutare la qualità del PPP. Se la rotazione del nucleo (in entrambe le direzioni) non riesce a fissare un massimo chiaro, ad es. il segnale continua a crescere, il nostro circuito è configurato in modo errato e sarà necessario selezionare un condensatore. Quindi se il segnale continua ad aumentare quando il nucleo è completamente svitato, la capacità del circuito C2 deve essere ridotta, di norma (se il calcolo preliminare della bobina viene eseguito senza errori), è sufficiente impostare il valore successivo più vicino - nella mia versione è 390pF. E ancora controlliamo la possibilità di sintonizzare il circuito di ingresso sulla risonanza. Viceversa, se il segnale continua a diminuire quando il nucleo è completamente svitato, è necessario aumentare la capacità del circuito C2.
Analisi dei risultati dei test di PPP e suo ammodernamento. Come notato sopra, il primo ascolto SPT in onda lo ha dimostrato
1. Il suono si è rivelato essere una specie di squillo, bloccato lungo lo spettro e molto sgradevole per l'orecchio.
2. Il collegamento di un'antenna IFR sufficientemente grande provoca interferenze dovute al rilevamento AM diretto di segnali forti provenienti da stazioni di trasmissione situate in frequenze vicine alla banda amatoriale.
Analizziamo le cause e le soluzioni di questi problemi nell'ordine sopra elencato. E qui abbiamo solo i parametri del transistor ottenuti durante la preparazione preliminare.
1. Il collegamento di prova delle cuffie al CCI dell'autore ha mostrato che sono in buone condizioni e suonano abbastanza decentemente, anche se ovviamente non HiFi . Si scopre che il punto non è in loro, ma in elementi selezionati senza successo del percorso a bassa frequenza (Fig. 5), che sono responsabili della formazione della sua risposta in frequenza complessiva. Ci sono quattro elementi di questo tipo:
LPF C3 L 3 C5, realizzato secondo il circuito a forma di U con una frequenza di taglio di circa 3 kHz, che fornisce una risposta in frequenza orizzontale solo a carico uguale alla caratteristica, che per gli elementi indicati nel diagramma è di circa 1 kOhm [5]. In caso di mancata corrispondenza del filtro, la sua risposta in frequenza cambia leggermente:quando lo si carica su resistenza, molte volte menocaratteristica, si ha una diminuzione della risposta in frequenza di alcuni dB nella regione della frequenza di taglio, nel caso opposto si osserva un aumento. Un leggero aumento delle frequenze superiori dello spettro audio è utile per migliorare l'intelligibilità, quindi è consigliabile in un circuito reale caricare il filtro con una resistenza 1,5-2 volte superiore a quella caratteristica. Ma se la resistenza al carico del filtro passa basso è significativamente più alta, la risposta in frequenza acquisirà una risonanza pronunciata, che porterà a una notevole distorsione dello spettro del segnale ricevuto e alla comparsa di uno spiacevole "squillo". Va notato che quanto sopra è vero con un fattore di qualità sufficientemente elevato (più di 10-15) bobine di filtro passa-basso: si tratta, di regola, di bobine avvolte su nuclei di ferrite ad alta permeabilità ad anello e corazzati. Per le bobine realizzate sulla base di trasformatori a bassa frequenza di piccole dimensioni o GU di registrazione su nastro, il fattore di qualità è notevolmente inferiore e i fenomeni di risonanza (ronzio) percepibili ad orecchio non sono praticamente percettibili anche con un carico 5-7 volte superiore a quello ottimale . Nel nostro schema R Il ruolo di carico esegue la resistenza di ingresso dell'ULF, più precisamente la resistenza di ingresso della cascata sul transistor T2, collegato secondo lo schema con OE. Definiamolo. Per un circuito con OE R in2 \u003d Vst * R e2, dove R e2 è la resistenza della giunzione dell'emettitore del transistor T2, può essere determinata in modo abbastanza accurato dalla formula empirica R e2=0,026/ I k2 (di seguito tutti i valori sono espressi in volt, ampere e ohm). Così,
I k2 \u003d (U pit-1.2) / R 4 \u003d (9-1.2) / 10000 \u003d 0,0008A, R e2 \u003d 0,026 / 0,0008 \u003d 33 ohm e R in2 \u003d 90 * 33 \u003d 2,97 kOhm. Ecco la prima ragione per il suono "squillante" del PPP: un carico eccessivamente alto dell'LPF. Per garantire il carico richiesto, mettiamo una resistenza da 3,3 kOhm in parallelo con C5.
Se si utilizza un transistor con Vst \u003d 30-50, la resistenza di ingresso dell'ULF è vicina a quella richiesta (1,2-1,6 kOhm) e non è necessario un resistore aggiuntivo.
Condensatore di isolamento C9, che forma un filtro passa-alto a collegamento singolo con la resistenza di ingresso dell'ULF, con una frequenza di taglio F cf \u003d 1 / (6,28 * R in2*C9)=1/(6.28*2970*0.0000001)=536Hz. Questa è la ragione dello spettro "spremuto" dal basso. Inoltre, se usi un transistor con Vst = 30-50, la situazione è ancora peggiore: la frequenza di taglio dell'HPF di ingresso aumenterà a 1000-1500Hz!!!
Affinché la parte inferiore della risposta in frequenza dell'SPP non dipenda dalla diffusione dei parametri del transistor, la capacità C9 deve essere aumentata di un fattore 3-4, ovvero scegli 0,33-0,47 uF.
Condensatore C10, resistenza shunt R5 , elimina l'OOS generale (per l'intero ULF) per la corrente alternata alle frequenze superiori F cf \u003d 1 / (6,28 * R 5 * C10) = 60Hz e qui, a prima vista, sembra tutto corretto, ma...
Diamo un'occhiata alla fig. 7, che mostra il circuito equivalente della parte emettitrice dello stadio di uscita ULF. Come puoi vedere, la resistenza dell'emettitore R e3 del transistore T3 è collegato in serie al condensatore C10 e formano un classico circuito di correzione RF, ovvero un circuito HPF equivalente - soppressione delle basse frequenze con una frequenza di taglio F cf \u003d 1 / (6,28 * R e3*C10). Valore di resistenza dell'emettitore R transistor e3 T3 \u003d 0,026 / 0,002 \u003d 13 ohm e, quindi, la frequenza di taglio del circuito di correzione RF dello stadio di uscita F cf=2.6kHz!!! Ecco la seconda ragione per lo spettro "schiacciato" dal basso. Se la corrente del tuo collettore T3 è inferiore (per l'opzione con connessione seriale dei telefoni - 1mA, cioè resistore R 5 \u003d 1,2-1,5 kOhm), quindi F cp = 1,3 kHz, che dà comunque un valore estremamente inaccettabile. Va notato che in un circuito reale, un notevole effetto di questo circuito sul blocco della risposta in frequenza dal basso con Vst relativamente piccolo del transistor T3 (inferiore a 70-100) influisce sulle frequenze più basse - da circa 500-600Hz. Ma non appena aumentiamo il valore effettivo del Vst del transistor T3 (introduciamo un inseguitore di emettitore aggiuntivo all'ingresso T3 - vedere la descrizione del miglioramento di seguito), si manifesterà in tutto il suo splendore, ovvero il il blocco delle basse frequenze con una pendenza di -6dB sarà nell'intera gamma fino alla frequenza di taglio di 2,6 kHz. Pertanto, affinché la parte inferiore della risposta in frequenza dell'SPP non dipenda dalle modalità operative dei transistor e dai loro parametri, è necessario aumentare la capacità C10 di 10-20 volte, ad es. scegli 47-100uF.
---- condensatore C12, che, insieme all'induttanza delle cuffie collegate in parallelo, forma un circuito risonante con una frequenza di circa 1,2 kHz. Ma voglio subito notare che a causa della grande resistenza attiva degli avvolgimenti, il fattore di qualità di questi ultimi è basso: la larghezza di banda a livello di -6dB è di circa 400-2800Hz, quindi il suo effetto sulla risposta in frequenza complessiva è meno significativo rispetto ai paragrafi precedenti, ed ha natura di filtraggio ausiliario e di lieve correzione della risposta in frequenza. Quindi gli amanti del telegrafo possono scegliere C12 = 68-82nF, quindi sposteremo la risonanza verso le frequenze di 800-1000Hz. Se il segnale è sordo e per migliorare l'intelligibilità del segnale vocale, è necessario fornire un aumento delle alte frequenze, puoi prendere C12 \u003d 22nF, che aumenterà la risonanza fino a 1,8-2 kHz. Per la possibilità di accendere i telefoni in serie, è necessario ridurre di 4 volte i valori indicati del condensatore C12.
2. Per espandere il DD del nostro PPP, è necessario massimizzare il guadagno del suo ULF, che consentirà di inviare livelli di segnale più bassi all'ingresso del mixer mantenendo lo stesso volumee di prevedere la possibilità di regolazione operativa del livello del segnale in ingresso, e infatti - di accoppiare il DD del ricevitore con il DD dei segnali terrestri.
L'ascolto di prova ha mostrato che il livello di auto-rumore del PPP è molto basso - il rumore è appena udibile. E questo significa che abbiamo l'opportunità di aumentare il guadagno complessivo dell'ULF almeno diverse volte - a un livello tale quando il rumore intrinseco dell'SPP ascoltato nei telefoni non raggiunge la soglia di disagio - quando si lavora con i telefoni, secondo l'autore, questo livello è di circa 15-20 mV. L'analisi teorica mostra che il guadagno di tensione del nostro circuito ULF (due cascate con OE con accoppiamento galvanico tra loro) in prima approssimazione Kus = (Vst3 * Telefono R * I k2) / 0, 026, cioè dipende principalmente solo dalla corrente di collettore del primo stadio, il coefficiente statico. amplificazione della corrente del transistor T3 del secondo stadio e della resistenza dei telefoni (e, per strano che possa sembrare, praticamente non dipende dalla Vst del transistor T2 dello stadio di ingresso). Di queste tre componenti della formula, due sono fissate in modo piuttosto rigido. io k2 \u003d 0,5-0,9 mA è determinato dalla condizione per ottenere il rumore minimo del primo stadio, R corpi - inoltre non cambiano (si presume che i telefoni siano già inclusi in capsule in serie).
L'unica opzione è aumentareSole. Ma come? L'autore, con grande difficoltà, dopo aver passato una buona dozzina di MP-NIS (che di solito hanno Vst = 30-50), ha trovato un MP41A con Vst = 110 (si può dire esclusivo), ma ce ne serve uno ancora più grande, ogni 5-7, Vst?
La soluzione è abbastanza semplice: metti un inseguitore di emettitore all'ingresso del secondo stadio. In questo caso, il totale Vst \u003d il prodotto di Vst3 * Vst4 e anche con transistor con un minimo Vst \u003d 30, il totale Vst \u003d 900 è più che sufficiente. Di conseguenza, a causa di una leggera complicazione del circuito (aggiunto un transistor e un resistore), abbiamo aumentato Kus di diverse volte (nella mia versione -5-7) e allo stesso tempo abbiamo avuto l'opportunità di utilizzare QUALSIASI transistor UTILE in l'ULF, senza selezione preliminare da parte di Vst, con una buona ripetibilità dei risultati.
La regolazione operativa del livello del segnale in ingresso, ovvero l'accoppiamento del ricevitore DD con i segnali DD in onda, è più semplice da realizzare utilizzando un comune potenziometro da 10-22 kOhm collegato tra l'antenna e il circuito di ingresso.
Lo stesso potenziometro svolge efficacemente le funzioni di controllo del volume. Ora non ci sono interferenze AM (anche con il più semplice preselettore a circuito singolo di bassa qualità!) E puoi ascoltare l'intera gamma fino alla frequenza dell'emittente stessa. Il trucco è che ora l'amplificazione del percorso a bassa frequenza è tale che quando viene collegata un'antenna di dimensioni standard, l'utente PPP è semplicemente costretto, per salvarsi le orecchie, a ridurre il livello del segnale in ingresso dall'antenna (volume ), e quindi il livello di interferenza che entra nel mixer. In linea di massima, in presenza di una grande antenna, sarebbe possibile mettere subito un attenuatore non commutabile di 10-20dB, ma non l'ho fatto, perché. è molto probabile che il nostro PPP, per la sua economia e alimentazione autonoma, trovi la sua applicazione in condizioni non stazionarie, ad esempio quando si esce in natura, con un'antenna casuale o solo un pezzo di filo, e quindi il suo una maggiore sensibilità non sarà affatto superflua.
Quando il PPP è alimentato da una batteria Krona o da una batteria, poiché sono scariche, la tensione di alimentazione diminuirà da 9,4 a 6,5-7 V, il ricevitore rimarrà operativo, ma la gamma di sintonia GPA si sposterà notevolmente. Se si prevede di dotare questo progetto PPP di una scala meccanica sufficientemente accurata, ha senso garantire la stabilizzazione della modalità operativa GPA. A differenza delle soluzioni tipiche che utilizzano stabilizzatori di tensione (elementi integrati o discreti), che consumano corrente aggiuntiva per le loro esigenze, noi, per mantenere l'efficienza del PPP, utilizzeremo il regolatore di corrente GPA (e infatti la corrente di collettore del transistor T1) su un transistor ad effetto di campo T5 (è possibile utilizzare praticamente qualsiasi lavoratore sul campo della serie KP302,303,307, avente una corrente di drain iniziale di almeno 2-3mA).
L'impostazione della tensione di uscita del GPA viene ora eseguita selezionando un resistore R9 , che al momento della messa a punto è conveniente sostituire con un trimmer da 3,3-4,7 kOhm. Dopo aver espostotensione ottimale del GPA, misuriamo il valore di resistenza risultante e impostiamo la costante del valore nominale più vicino.
Lo schema definitivo del PPP, modificato tenendo conto delle considerazioni di cui sopra, è mostrato in Fig. 8. E una foto del suo layout in Fig. 9
Per facilitare il confronto con lo schema originario (Fig. 5) si mantiene la numerazione degli elementi e per gli elementi appena aggiunti si prosegue la numerazione.
Dopo aver eseguito le modifiche di cui sopra allo schema, il suono del PPP ha acquisito una tonalità naturale e naturale ed è diventato più comodo ascoltare la trasmissione.
Successive misurazioni strumentali hanno mostrato che la sensibilità (a s / w = 10dB) è di circa 1,5-1,6 μV, ovvero il livello di rumore ridotto è di circa 0,5-0,55 μV. Il livello di rumore totale all'uscita PPP è 12,5-13 mV. Totale Kus più di 20 mila. Il livello del segnale è del 30% AM con una detuning di 50 kHz, creando interferenze (dovute al rilevamento AM diretto) a un livello di rumore dell'ordine di 10-11 mV, ovvero il nostro ricevitore DD2 si è rivelato non peggiore di 86 dB - un ottimo risultato, a livello delle potenzialità del mixer al VPD! Per fare un confronto, l'ormai popolare SPP basato su 174XA2 ha un DD2 di soli 45-50dB.
Conclusione. Come puoi vedere, no, si è rivelato così semplice, questo semplice PPP. Ma la tecnica PPP è molto democratica (ecco perché è gloriosa) e consente mezzi semplici, letteralmente improvvisati, per fabbricare e sintonizzare a casa, anche per radioamatori principianti, progetti molto decenti in termini di parametri. E, onestamente, per molto tempo non ho ricevuto tanto piacere e soddisfazione creativa come nei quattro giorni in cui sono stato impegnato a mettere a punto e rastrellare il "rastrello" di questo PPP. Per correttezza, va notato che ilsimili (su tre transistor)Disegni PPP da RA 3 AAE , ad esempio, nell'ultimo [6]non ci sono problemi del genere, beh, tranne che ad alto Vst (che è molto probabile per KT3102), il carico del filtro passa basso è alto, perché se il suono del PPP risulta "squillare" - spero che tu ora sapere come viene trattato.
Letteratura
Febbraio 2007 Sergej Benenetsky, 5 MQ USA
In questa pagina c'è un capitolo del libro di V. T. Polyakov "Ai radioamatori, sulla tecnica di conversione diretta" dell'edizione 1990 - "Ricevitore da 80 m".
Lo schema elettrico del ricevitore è mostrato nella figura seguente.
Il segnale proveniente dall'antenna attraverso il condensatore di accoppiamento C1 viene inviato al circuito di ingresso L1 C10 C11 e quindi al mixer, realizzato su due diodi al silicio back-to-back VD1, VD2. Il carico del mixer è un filtro passa basso a forma di U L3 C10 C11 con una frequenza di taglio di 3 kHz. La tensione dell'oscillatore locale viene fornita al mixer attraverso il primo condensatore di filtro - C10.
L'oscillatore locale del ricevitore è assemblato secondo lo schema con feedback capacitivo sul transistor VT1. La bobina del circuito dell'oscillatore locale è inclusa nel circuito del collettore. L'oscillatore locale e il circuito di ingresso sono sintonizzati contemporaneamente sull'intervallo, con un doppio blocco di condensatori di capacità variabile C3, C6 e la frequenza di sintonizzazione dell'oscillatore locale (1,75 ... 1,9 MHz) è due volte più bassa come frequenza di sintonia del circuito di ingresso.
L'amplificatore per basso è realizzato secondo lo schema con una connessione diretta tra le cascate, sui transistor VT2, VT3. Il carico dell'amplificatore è costituito da telefoni ad alta impedenza con una resistenza CC di 4 kOhm, ad esempio TA-4.
Il ricevitore può essere alimentato da qualsiasi sorgente a 12 V, il consumo di corrente è di circa 4 mA. Le bobine riceventi L1 e L2 sono avvolte su telai con un diametro di 6 mm e sono regolate con nuclei di ferrite 600NN, con un diametro di 2,7 e una lunghezza di 10 ... Avvolgimento - girare per girare. L1 contiene 14 giri di filo PELSHO 0,15, L2 - 32 giri di filo PELSHO 0,1. Le prese per entrambe le bobine provengono dal quarto giro, contando dal filo con messa a terra.
La bobina del filtro L3 con un'induttanza di 100 mH è avvolta su un circuito magnetico K18 × 8 × 5 in ferrite 2000NN e contiene 250 giri di filo PELSHO 0,1 ... 0,15. È possibile utilizzare un circuito magnetico K10 × 7 × 5 della stessa ferrite, aumentando il numero di giri a 300, o K18 × 8 × 5 da 1500NM o 3000NM ferrite (in questo caso, l'avvolgimento dovrebbe essere composto da 290 o 200 giri, rispettivamente).
In casi estremi, in assenza di nuclei magnetici in ferrite, la bobina del filtro può essere sostituita con una resistenza con una resistenza di 1 ... 1,3 kOhm. La selettività e la sensibilità del ricevitore si deterioreranno leggermente. Il blocco dei condensatori variabili è stato utilizzato dal ricevitore "Speedol". Puoi usare un altro blocco, ma sempre con un dielettrico ad aria. Per facilitare la sintonizzazione sulla stazione SSB, è opportuno dotare l'unità almeno del nonio più semplice.
Nell'oscillatore locale del ricevitore, i transistor KT315 e KT312 con qualsiasi indice di lettere funzionano bene. Quasi nessuno bassa frequenza p-n-p transistor. È auspicabile, tuttavia, che VT2 sia a basso rumore (P27A, P28, MP39B) e che il coefficiente di trasferimento di corrente di ciascuno dei transistor sia almeno 50 ... 60. Condensatori C2, C4, C5, C7 - KSO o ceramici. Il resto delle parti può essere di qualsiasi tipo.
Lo chassis del ricevitore è costituito da un pannello frontale di 180×80 mm e da due barre laterali lunghe 110 mm e alte 20 mm, avvitate ai lati del pannello frontale nella sua parte inferiore. Tutti questi dettagli sono realizzati in duralluminio. Alle lamelle è fissata una piastra di montaggio con dimensioni di 180 × 55 mm in getinax laminata. La posizione delle parti sulla scheda, nella figura seguente.
Non viene fornito uno schizzo di conduttori stampati, poiché la posizione dei conduttori dipende dalle dimensioni delle parti utilizzate. Non è richiesto il montaggio stampato. Se la tavola è realizzata in materiale non laminato, lungo la tavola devono essere posate diverse rotaie di terra. Maggiore è l'area di tali pneumatici, migliore è la schermatura delle parti dai pickup interni ed esterni.
La creazione del ricevitore inizia con il controllo delle modalità dei transistor, per la corrente continua. La tensione al collettore del transistor VT3 dovrebbe essere 7 ... 9 V. Se differisce da quella specificata, viene selezionata la resistenza R3. La tensione all'emettitore del transistor VT1 dovrebbe essere uguale a 6..8 V. È regolato dalla selezione della resistenza del resistore R1.
Quindi dovresti assicurarti che ci sia generazione chiudendo i terminali della bobina L2. Allo stesso tempo, il livello di rumore nei telefoni dovrebbe diminuire leggermente, a causa della riduzione del rumore del mixer. Dopo aver collegato l'antenna, sintonizzarsi su una qualsiasi stazione e selezionare la posizione della presa della bobina L2 (entro ± 1 - 2 giri) in base al volume di ricezione più alto. La sensibilità del ricevitore dipende dalla completezza di questa operazione.
La gamma di sintonizzazione è impostata dal nucleo della bobina L2 utilizzando il GSS o ascoltando i segnali delle stazioni amatoriali. Infine, il circuito di ingresso viene sintonizzato ruotando il nucleo della bobina L1 al massimo volume di ricezione. La connessione con l'antenna è stabilita dal condensatore C1 in modo che la maggior parte delle stazioni venga ascoltata a volume medio. Ciò elimina la necessità di un controllo del volume dedicato.
Un ricevitore correttamente regolato ha un guadagno, misurato come rapporto tra la tensione audio sui telefoni e la tensione ad alta frequenza ai terminali dell'antenna, di circa 15.000. La tensione di rumore intrinseca del ricevitore, portata al terminale dell'antenna, non supera 1 μV. Un segnale telegrafico di 1,5 ... 2 μV è già ben distinto nei telefoni.
Il rumore dell'aria quando si utilizza un'antenna lunga solo pochi metri è di gran lunga superiore al rumore del ricevitore. Tuttavia, per ottenere un volume di ricezione sufficiente, è auspicabile che la lunghezza dell'antenna sia di almeno 15 ... 20 m.
Il ricevitore di Polyakov è progettato per ricevere stazioni amatoriali nelle distanze di 80, 40 e 20 m, operando sia per telefono (in ampiezza AM e modulazione SSB a banda laterale singola) che per telegrafo (CW). La ricezione avviene in cuffia. La sensibilità del ricevitore a una potenza di uscita di 1 mW è 40-80 µV in modalità AM e 20-40 µV in modalità CW. La selettività con una detuning di ±10 kHz è 35-40 dB e per il canale mirror nell'intervallo 80 m - 25 dB, 40 m - 20 dB, 20 m - 16 dB.
Il ricevitore utilizza la sintonizzazione elettronica per le stazioni radio e un nonio elettronico per la sintonizzazione fine. Nel percorso di frequenza intermedia vengono utilizzati filtri piezoelettrici, che hanno consentito di ridurre al minimo il numero di induttori e semplificare la creazione del ricevitore.
Si tratta di un ricevitore di tipo supereterodina con una frequenza intermedia di 465 kHz. Il ricevitore è costituito da un mixer sul transistor T1, un oscillatore locale sul transistor T2, un amplificatore di frequenza intermedia a due stadi (transistor T3 e T4), un rilevatore (T5), un oscillatore locale telegrafico (T6) e un basso a due stadi -amplificatore di frequenza (T7 e T8).
Il segnale dall'antenna viene inviato a un resistore variabile R1, che serve ad attenuare il segnale durante la ricezione di potenti stazioni. Attraverso il condensatore di accoppiamento C1, il segnale viene inviato al circuito di ingresso, sintonizzato sulla frequenza media dell'intervallo corrispondente. Il circuito è costituito dai condensatori C2 e C3 e da una delle bobine L1-L3, accese dalla sezione B1a dell'interruttore di gamma. I condensatori C2 e C3 sono contemporaneamente un partitore di tensione alimentato dal circuito alla base del transistore di miscelazione T1. Ciò è necessario per abbinare meglio la resistenza del circuito relativamente alta con la bassa impedenza di ingresso del transistor. La polarizzazione alla base del transistor T1 viene applicata attraverso il resistore R2.
L'oscillatore locale del ricevitore è realizzato secondo il circuito capacitivo a tre punti sul transistor T2. Il circuito dell'oscillatore locale è formato da una delle bobine L4-L6, collegata dalla sezione Blb dell'interruttore B1 al circuito di collettore del transistor, e dai condensatori C4-C6. La tensione di retroazione viene applicata all'emettitore del transistor dalla presa del divisore capacitivo formato dai condensatori del circuito. Parte della tensione dell'oscillatore locale proveniente dallo stesso partitore è collegata all'emettitore del transistore di miscelazione T7.
Le stazioni radio vengono sintonizzate modificando la frequenza dell'oscillatore locale, ma per questi casi non è presente un condensatore variabile tradizionale nel ricevitore. Il suo ruolo è svolto da un resistore variabile R8, con l'aiuto del quale la tensione di polarizzazione viene modificata sulla base del transistor T2. Questo cambia la conduttività di uscita del transistor e, di conseguenza, la frequenza generata dall'oscillatore locale. L'intervallo di sintonia della frequenza dell'oscillatore locale è rispettivamente di 160, 270 e 450 kHz nell'intervallo di 80, 40 e 20 m. Per una sintonizzazione più fluida della frequenza dell'oscillatore locale, viene utilizzata una resistenza variabile R6.
Le oscillazioni del segnale e dell'oscillatore locale, ricevute dal transistor T7, sono mescolate e un segnale di frequenza intermedia viene allocato nel circuito di collettore del transistor (sul circuito L7C8, sintonizzato su una frequenza di 465 kHz). Attraverso la bobina di accoppiamento L8 e il filtro piezoelettrico PF1, il segnale viene inviato all'amplificatore IF, realizzato sui transistor T3, T4 secondo uno schema con collegamento diretto tra le cascate.
Il circuito L7C8 è stato introdotto nel ricevitore per i seguenti motivi. I filtri piezoelettrici hanno una buona selettività nel canale adiacente a detuning di 10-20 kHz, ma è insufficiente per segnali separati dalla frequenza del filtro di 100-200 kHz. Il circuito LC, al contrario, avendo una bassa selettività nel canale adiacente, fornisce una buona soppressione dei segnali con grandi scostamenti. Quando il circuito e il filtro vengono accesi insieme, è possibile aumentare le proprietà selettive del percorso IF.
Dall'uscita dell'amplificatore IF, il segnale viene inviato attraverso il filtro PF2 al rivelatore, realizzato sul transistor T5. Quando si ricevono segnali AM, il rilevamento viene effettuato dalla giunzione del collettore del transistor, come nei ricevitori con un rilevatore di diodi collegato in parallelo.
Quando si ricevono segnali telegrafici, la base del transistor T5 riceve oscillazioni dall'oscillatore locale realizzato sul transistor T6. L'interruttore B2 in questo caso è impostato sulla posizione "Tlg". In questa modalità, il transistor T5 funziona come una resistenza controllata. Semicicli negativi in arrivo alla base Tensione AC(la sua frequenza è vicina all'intermedio) apre il transistor e la resistenza della giunzione del collettore diminuisce. Il resto del tempo, il transistor è chiuso da una polarizzazione positiva risultante dalla rettifica della tensione dell'oscillatore locale da parte della giunzione dell'emettitore. Di conseguenza, i segnali AM non vengono rilevati e le oscillazioni del segnale e dell'oscillatore locale del telegrafo vengono miscelate nel circuito di collettore del transistor e viene emesso un segnale di frequenza audio differenziale sul carico del rivelatore (resistenza R16).
L'oscillatore locale del telegrafo utilizza un filtro piezoelettrico PFZ. La frequenza delle oscillazioni generate può essere modificata entro piccoli limiti da un condensatore di sintonia C14.
L'oscillatore locale del telegrafo viene attivato dall'interruttore B2. In questo caso, i contatti dell'interruttore sinistro (secondo lo schema) scollegano il condensatore C10 dal filo comune. L'amplificatore IF viene rialimentato attraverso il resistore R12 e il suo guadagno viene ridotto. Ciò è necessario perché il guadagno del rivelatore in modalità di miscelazione è molto più elevato rispetto alla modalità di rilevamento del diodo.
Il segnale rilevato dal motore del resistore variabile R16, che è il controllo del volume, viene inviato a un amplificatore per bassi a due stadi. Il carico dell'amplificatore è costituito dalle cuffie TON-1 o TON-2, incluse nel blocco a due prese Ø1.
Dettagli e design. I transistor P416 possono essere sostituiti con P403, P423, GT308, GT309, GT322 con qualsiasi indice di lettere,
MP42 - su MP39 - MP41 o sui vecchi transistor MP13-MP16, anche con qualsiasi indice di lettere.
Filtri piezoelettrici: PF1-PFZ - qualsiasi cristallo singolo, con una frequenza di 465 kHz, ad esempio FP1P-011, FP1P-013, FP1P-017. La selettività del ricevitore aumenterà se il filtro PF1 è un tipo a due cristalli FP1P-012 o FP1P-016. È possibile ottenere una selettività ancora maggiore utilizzando il filtro a otto cristalli PF1P-1 o PF1P1-2. In un oscillatore locale telegrafico, il filtro PPF può essere sostituito da un circuito LC (Fig.).
In questo caso, il condensatore di sintonia C14 viene rimosso e la frequenza dell'oscillatore locale viene impostata dal nucleo della bobina L9.
I dati degli induttori del ricevitore sono riportati nella tabella.
Le bobine L1-L6 sono avvolte su telai dai circuiti IF del ricevitore. Le spire di ciascuna bobina sono distribuite uniformemente in tutte le sezioni del telaio. Le bobine L7, L8 sono avvolte sul telaio del circuito IF del ricevitore Sokol. Il telaio con bobine è inserito in un nucleo corazzato. Anche la bobina L9 è avvolta sullo stesso telaio. È inoltre possibile utilizzare bobine IF già pronte dal ricevitore specificato.
Resistori fissi - ULM, MLT e altri, con una potenza di almeno 0,12 W! Resistori variabili R1 e R16 - joint venture, gruppo SPO B, R6 e R8 - lo stesso tipo, ma gruppo A. Condensatori C7, C2, C6, C15 - KLS. CSR; SZ, S4, S5. C8 - PM, KSO, BM; C18, C19 - EM, K53-1, il resto dei condensatori - KLS, MBM. Interruttore B1 - biscotto, tre posizioni.
iniziare controllando le modalità indicate nel diagramma. Se necessario, la tensione sul collettore del transistor T8 (con i telefoni accesi) viene selezionata con un resistore R19, sul collettore T4 - con un resistore R10, sul collettore con un resistore T6 R18, sull'emettitore T1 - con una resistenza R2.
Quindi controllare il funzionamento dell'oscillatore locale. Un voltmetro è collegato al terminale di base del transistor T2 e il terminale del collettore viene toccato con una mano. Durante il normale funzionamento dell'oscillatore locale, ciò causerà un'interruzione delle sue oscillazioni e un leggero cambiamento nelle letture del voltmetro.
Dopodiché, un'antenna è collegata al ricevitore, i resistori R1 e R16 sono impostati sulla posizione di guadagno massimo, il resistore R6 è nella posizione centrale, l'interruttore B1 è nella posizione "40" (potenti stazioni di trasmissione operano in questo intervallo e quindi è più conveniente sintonizzare il ricevitore su di esso), l'interruttore B2-in posizione Tlf "e, ruotando il resistore R8 tra le posizioni estreme, oltre a sintonizzare la frequenza dell'oscillatore locale con il nucleo della bobina L5, sintonizzati su qualche stazione radio. Ruotando il nucleo del circuito IF (L7, L8), si ottiene il massimo volume di ricezione.
in modalità telegrafica. L'interruttore B2 è impostato sulla posizione "Tlg". Nei telefoni si dovrebbe sentire un fischio: il battito del vettore del segnale ricevuto con il segnale dell'oscillatore locale del telegrafo. Ruotando la manopola di sintonia regolare (R6), vengono impostati "zero battiti", una posizione in cui il tono dei battiti, gradualmente diminuendo, scompare completamente. Ciò significa che la frequenza del segnale IF e il segnale dell'oscillatore locale del telegrafo sono gli stessi. Quando il ricevitore è desintonizzato su entrambi i lati di questa posizione, il tono dei battiti deve aumentare con una variazione simultanea del volume dei battiti, poiché il livello del segnale è determinato dalla curva di selettività del percorso IF.
Il volume di ricezione dovrebbe essere massimo a una frequenza di battimento inferiore a 5 kHz (valutata a orecchio). Ciò corrisponde all'impostazione della frequenza dell'oscillatore locale del telegrafo al centro della larghezza di banda del ricevitore. Tuttavia, alcuni filtri piezoelettrici generano a una frequenza di 10-15 kHz al di sotto dell'intermedio. Quindi si sentiranno debolmente zero battiti e il volume massimo del loro tono sarà ottenuto a una frequenza superiore a 6 kHz. In questo caso è necessario sostituire il condensatore C15 con un altro di capacità inferiore, ma non inferiore a 20-15 pF, altrimenti le oscillazioni falliranno a causa dell'indebolimento della retroazione. Se questa misura non aiuta, sostituire il filtro PFZ con PF1 o PF2. La frequenza dell'oscillatore locale del telegrafo deve essere impostata dai condensatori C14 e C15 in modo che quando il ricevitore è desintonizzato al di sopra e al di sotto della frequenza del segnale di battuta, si senta ugualmente forte.
Il passaggio successivo consiste nell'impostare i circuiti di ingresso ed eterodina. Ascoltando l'aria su tutte le bande, impostare i nuclei delle bobine L4-L6 in una posizione tale che le stazioni amatoriali siano ricevute approssimativamente a metà di ciascuna banda. Nelle gamme di 80 e 40 m, il maggior numero di stazioni si sente la sera e nel raggio di 20 m - nel pomeriggio. Le bobine del circuito di ingresso (L1-L3) sono regolate al volume di ricezione massimo di qualsiasi stazione radio nel mezzo di ogni intervallo.
