아래에 제시된 전원 공급 장치 또는 충전기를 보호하기 위한 아마추어 무선 회로는 주전원, 임펄스 및 충전식 배터리와 같은 거의 모든 소스와 함께 작동할 수 있습니다. 이러한 설계의 회로 구현은 비교적 간단하며 초보자 무선 아마추어도 반복할 수 있습니다.
전원 부분은 강력한 전계 효과 트랜지스터로 만들어집니다. 작동 중에는 과열되지 않으므로 방열판을 사용할 수 없습니다. 이 장치는 동시에 출력 회로의 역전, 과부하 및 단락에 대한 탁월한 보호 기능을 제공하며, 션트 저항을 선택하여 작동 전류를 선택할 수 있습니다. 이 경우에는 8A, 6개의 저항은 전력과 병렬로 연결됩니다. 5와트 0.1옴이 사용됩니다. 션트는 1-3와트 저항으로도 만들 수 있습니다.
보다 정확하게는 튜닝 저항의 저항을 조정하여 보호를 미세 조정할 수 있습니다. 출력에서 단락 및 과부하가 발생하면 보호가 거의 즉시 작동하여 전원 공급 장치가 꺼집니다. 보호가 트리거되었는지 여부를 LED가 알려줍니다. 30~40초 동안 출력을 닫아도 현장 작업자는 거의 차갑게 유지됩니다. 그 유형은 중요하지 않으며 거의 모든 전원 키 20-60 볼트의 작동 전압에 대해 15-20 암페어의 전류로. IRFZ24, IRFZ40, IRFZ44, IRFZ46, IRFZ48 또는 더 강력한 시리즈의 트랜지스터는 완벽합니다.
이 버전의 회로는 납 배터리용 충전기를 보호하는 역할을 하는 운전자에게 유용할 것입니다. 갑자기 연결 극성을 혼동하면 충전기에 나쁜 일이 발생하지 않습니다.
보호 장치의 빠른 응답으로 인해 임펄스 회로에 완벽하게 사용할 수 있습니다. 이 설계는 전류 보호용으로 펄스 인버터에도 적합합니다.
MOSFET 단락 보호 |
전원 공급 장치와 충전기가 전계 효과 트랜지스터(MOSFET)를 사용하여 부하를 전환하는 경우 이러한 회로에 단락 또는 과부하 보호를 쉽게 추가할 수 있습니다. 이 예에서는 적용할 것입니다. 내부 저항 MOSFET을 통해 흐르는 전류에 비례하여 전압 강하를 생성하는 RSD.
내부 저항을 따르는 전압은 비교기를 사용하거나 0.5V의 전압 레벨에서 트랜지스터 스위칭을 사용하여 감지할 수 있습니다. 전압. 비교기는 마이크로 컨트롤러를 사용하여 모니터링할 수 있습니다. 단락 또는 과부하가 발생한 경우 프로그래밍 방식으로 PWM 제어, 알람, 비상 정지를 시작할 수 있습니다. 단락이 발생한 경우 필드 장치를 즉시 꺼야 하는 경우 비교기의 출력을 전계 효과 트랜지스터의 게이트에 연결할 수도 있습니다.
단락 보호 시스템이 있는 전원 공급 장치 |
가장 간단한 단락 보호는 아무도 실수로부터 자유롭지 않기 때문에 숙련된 무선 아마추어와 초보 무선 아마추어 모두에게 적합합니다. 이 문서는 원치 않는 오류로부터 장치를 보호하는 데 도움이 되는 간단하지만 매우 독창적인 구성표를 제공합니다. 자체 재설정 퓨즈는 회로의 전원을 차단하고 LED 신호 비상, 빠르고 안정적이며 간단합니다.
그림 1에 표시된 회로는 아마추어 무선 전원 공급 장치 또는 기타 회로에 대해 구성하기 매우 쉬운 보호 기능입니다.
그림 1 - 단락 보호 회로. 이 계획은 매우 간단하고 이해하기 쉽습니다. 퓨즈 FU1이 손상되지 않은 동안 전류는 최소 저항 경로를 따라 흐르기 때문에 출력 부하 R1이 연결되고(그림 2) 전류가 이를 통해 흐릅니다. 동시에 VD4 LED는 계속 켜져 있습니다(녹색 권장).
그림 2 - 전체 퓨즈가 있는 회로의 작동 부하 전류가 퓨즈에 허용되는 최대 전류를 초과하면 퓨즈가 작동하여 부하 회로를 차단(분로)합니다(그림 3). 이 경우 VD3 LED가 켜지고(빨간색 발광) VD4가 꺼집니다. 동시에 부하도 회로도 문제가 되지 않습니다(물론 퓨즈가 적시에 끊어진 경우).
그림 3 - 퓨즈가 트립됨 다이오드 VD1, VD5 및 제너 다이오드 VD2는 역전류로부터 LED를 보호합니다. 저항 R1, R2는 보호 회로의 전류를 제한합니다. FU1 퓨즈의 경우 재설정 가능한 퓨즈 사용을 권장합니다. 그리고 필요에 따라 선택한 회로의 모든 요소 값.
이 전원 공급 장치는 반복하기 쉽고 우발적 인 단락으로부터 안정적으로 보호되며 "0"에서 출력 전압을 부드럽게 조정하고 트랜지스터 컬렉터는 라디에이터 또는 케이스(섀시 접지)에 직접 부착됩니다.
이 블록은 강압 변압기, 정류기, 복합 트랜지스터를 제어하는 연산 증폭기의 비교 장치 및 전류 소비로 보호 장치로 구성됩니다(그림 1).
강압 변압기의 전원 출력을 확인해야 합니다. 이를 위해 1차 권선은 퓨즈를 통해 220볼트 네트워크에 연결되며 이전에 모든 개방 배선 섹션을 절연했습니다. 교류 전압 2 차 권선의 전압은 20V를 초과해서는 안됩니다. 그렇지 않으면 정류기 후 전해 콘덴서의 정전압이 연산 증폭기 마이크로 회로의 한계 인 30V를 초과합니다. 병렬로 전압계는 변압기의 2차 권선 단자에 연결되고 강력한 20옴 저항으로 잠시 단락됩니다. 저항을 통과하는 전류는 약 1A입니다. 일반적으로 이것으로 충분하지만 "취향의 문제"입니다. 전압계 판독값이 약간 변경되었고 이러한 전력이 만족스러우면 테스트가 완료된 것입니다.
정류기에서는 문자 인덱스가 있는 KTs-402 또는 KTs-405 마이크로 어셈블리를 사용하는 것이 좋습니다. 그러면 브리지 다이오드의 동일한 매개변수로 인해 출력의 정전압이 더 "아름답습니다". 높은 차단 전류가 필요한 경우 정류기 브리지가 별도의 강력한 다이오드에서 조립됩니다.
비교기(그림 1 참조)는 연산 증폭기 DA1과 저항 R5-R7 및 제너 다이오드 VD2로 구성된 측정 브리지로 구성됩니다. 전원 공급 장치 출력의 전압 변화는 측정 브리지의 불균형으로 이어집니다. 연산 증폭기는 부하 저항 R4의 전압을 변경하여 불균형 전압을 증폭하지만 이 부하가 일정하기 때문에 미세 회로를 통과하는 전류가 변경됩니다. 이 전류는 일반적으로 트랜지스터가 전류 소자이기 때문에 레귤레이팅 트랜지스터를 구동하는 데 완벽하게 적합합니다. 연산 증폭기의 비표준 포함에 대한 아이디어는 다음과 같습니다. 특히 장치가 모든 장치에서 조정되지 않은 전압 조정기로 사용되는 경우 모든 연산 증폭기를 비교 장치에 사용할 수 있습니다. 블록 출력의 전압은 적용된 제너 다이오드의 안정화 전압의 두 배와 같습니다(이 비율은 저항 R5 및 R6에 의해 변경될 수 있음). 30볼트 이상의 전압을 안정화해야 하는 경우 VD3 제너 다이오드(점선으로 표시)를 설치해야 연산 증폭기에서 초과 전압이 소멸됩니다. 이 경우 저항 R7의 저항은 제너 다이오드 VD2의 정격 동작 전류에 맞게 설계되어야 합니다. 없는 연산 증폭기 피드백흥분될 수 있으며 커패시터 C4를 도입해야 합니다.
모든 연산 증폭기가 조정 가능한 블록 옵션에 적합한 것은 아닙니다(그림 2 참조). 전위차계 R7에 의해 출력 전압이 "0"으로 감소할 때 안정화 프로세스가 실패하지 않도록 해야 합니다. 그렇지 않으면 정류기의 전체 전압이 장치의 출력에 나타납니다.
보호 장치는 션트와 트리니스터 2U107A로 구성됩니다. 션트를 통과하는 전류는 션트에 비례하는 전압 강하를 생성합니다. 전압이 특정 수준에 도달하면 트리니스터가 열리고 균형 브리지 R5-R8이 불균형해집니다(그림 2). 그런 다음 복합 트랜지스터 VT1-VT2가 닫히고 블록 부하를 통과하는 전류가 중지됩니다. 보호 기능을 원래 상태로 되돌리려면 SB1 버튼을 사용합니다. 여기에서 토글 스위치나 스위치를 사용해서는 안 됩니다. 보호 기능을 켜는 것을 잊어버릴 수 있습니다. 최대 전류를 얻으려면 버튼을 계속 누르고 있으면 됩니다. 망가닌 와이어 조각을 션트로 사용했습니다. 와이어의 단면적과 길이는 필요한 전류와 보호 임계값에 따라 실험적으로 선택됩니다. Trinistor 2U107A는 감도, 속도 및 작동 안정성 측면에서 가장 성공적인 선택으로 판명되었습니다. 다른 트리니스터는 원하는 결과를 얻지 못했습니다.
복합 트랜지스터는 다음 조건에 따라 모든 트랜지스터에서 조립할 수 있습니다. 일반적인 규칙, 예: VT1-KT808A, VT2-KT815A. 트리머 저항 R3(그림 1)은 최대 전류 출력을 위해 복합 트랜지스터를 조정하는 데 사용됩니다. 이렇게 하려면 부하 저항(예: 12옴)으로 전원 공급 장치의 출력을 단락시키고 R3을 출력 전압의 더 작은 편차로 설정해야 합니다.
위의 내용을 바탕으로 양극성 실험실 블록전원 공급 장치(그림 3 및 사진 1-3 참조). 구성표에 따른 상부 안정기는 보호 장치없이 사용하는 것이 편리합니다. 하부 스태빌라이저와 함께 최대 25볼트의 전압과 과부하 보호 기능을 얻을 수 있습니다. 트랜지스터 VT1은 운모 개스킷으로 라디에이터에서 격리해야 합니다.
전원 공급 장치의 부품은 다음과 같이 조립됩니다. 인쇄 회로 기판크기 80x110mm. 블록의 몸체는 235x100x160mm 크기의 단면 호일 유리 섬유로 만들어집니다. 몸체 부분은 주석으로 고정됩니다. 케이스의 상단 덮개는 삼각형 거싯으로 강화되었습니다. 전면 및 후면 벽은 직사각형으로 팔레트에 고정됩니다. 구멍이 뚫려 있고 M3 너트가 내부에서 납땜되어 덮개를 고정합니다.
가 패널은 중앙에 뚫린 구멍을 통해 나사와 너트로 전면 패널에 부착됩니다. LED가 잘못된 패널에 표시됩니다. 빨간색 - 보호가 트리거되면 켜짐, 녹색 - 장치가 네트워크에 연결되었음을 나타냅니다. 전압계와 밀리암미터용 구멍이 잘립니다. 밀리암미터는 300밀리암페어의 전류에서 화살표의 전체 편차와 보호 작동에 대한 분로에 의해 조정됩니다. 이러한 보호는 즉시 작동하며 둘 이상의 장치를 저장합니다.
후면 패널에는 트랜지스터 VT1 및 VT3, 퓨즈, 출력 전압 단자, 네트워크 전원 공급 장치를 켜기 위한 토글 스위치, 전압계 전환을 위한 토글 스위치 및 "보호 재설정" 버튼이 있는 라디에이터가 있습니다.
문학:
1. 라디오 매거진, 1986년, 9번, 48페이지.
M. Faizullin(UA9WNH/9), 튜멘 지역, 니즈네바르토프스크
이 계획은 가장 단순한 블록단락 보호 장치(단락)가 있는 트랜지스터의 전원 공급 장치. 그 계획은 그림에 나와 있습니다.
주요 매개변수:
이 계획은 다음과 같이 작동합니다. 220V 네트워크의 입력 전압은 변압기에 의해 16-17V로 변환된 다음 다이오드 VD1-VD4에 의해 정류됩니다. 정류된 전압 리플은 커패시터 C1에 의해 필터링됩니다. 또한 VD6 제너 다이오드에 정류된 전압이 공급되어 단자의 전압을 최대 12V까지 안정화합니다. 나머지 전압은 저항 R2에서 켄칭됩니다. 다음으로, 가변 저항 R3으로 전압을 0-12V 내에서 필요한 레벨로 조정합니다. 그 다음 트랜지스터 VT2 및 VT3의 전류 증폭기가 전류를 400mA 수준으로 증폭합니다. 전류 증폭기의 부하는 저항 R5입니다. 커패시터 C2는 출력 전압 리플을 추가로 필터링합니다.
방어는 이렇게 합니다. 출력에 단락이 없으면 VT1 단자의 전압은 0에 가깝고 트랜지스터는 닫힙니다. R1-VD5 회로는 0.4-0.7V 레벨에서 베이스에 바이어스를 제공합니다(개방된 전압 강하 pn 접합다이오드). 이 바이어스는 특정 컬렉터-이미터 전압 레벨에서 트랜지스터를 여는 데 충분합니다. 출력에서 단락이 발생하자마자 컬렉터-이미터 전압은 0에서 달라지고 블록 출력의 전압과 같아집니다. 트랜지스터 VT1이 열리고 컬렉터 접합의 저항이 0에 가까워지므로 제너 다이오드에서 발생합니다. 따라서 전류 증폭기에 0의 입력 전압이 공급되고 트랜지스터 VT2, VT3을 통해 매우 작은 전류가 흐르고 실패하지 않습니다. 단락이 제거되면 보호가 즉시 비활성화됩니다.
세부
변압기는 코어 단면적이 4cm 2 이상인 모든 것이 될 수 있습니다. 1차 권선에는 2200턴의 PEV-0.18 와이어가 포함되어 있고, 2차 권선에는 150-170턴의 PEV-0.45 와이어가 포함되어 있습니다. TVK110L2 시리즈 또는 이와 유사한 구형 튜브 TV의 기성품 수직 스캔 변압기도 적합합니다. 다이오드 VD1-VD4는 D302-D305, D229Zh-D229L 또는 최소 1A의 전류 및 최소 55V의 역전압에 대한 것일 수 있습니다. 트랜지스터 VT1, VT2는 예를 들어 저주파 저전력일 수 있습니다. , MP39-MP42. KT361, KT203, KT209, KT503, KT3107 등과 같은 최신 실리콘 트랜지스터도 사용할 수 있습니다. VT3 - 게르마늄 P213-P215 이상 최신 실리콘 강력한 저주파 KT814, KT816, KT818 등. VT1을 교체할 때 단락 보호가 작동하지 않을 수 있습니다. 그런 다음 하나 이상의 다이오드(또는 필요한 경우 두 개)를 VD5와 직렬로 연결해야 합니다. VT1이 실리콘인 경우 KD209(A-B)와 같은 실리콘 다이오드를 사용하는 것이 좋습니다.
결론적으로 p-n-p 회로에 표시된 트랜지스터 대신 매개 변수 측면에서 유사한 트랜지스터를 사용할 수 있다는 점은 주목할 가치가 있습니다. NPN 트랜지스터(VT1-VT3 중 하나가 아니라 모두 대신). 그런 다음 다이오드, 제너 다이오드, 커패시터, 다이오드 브리지의 극성을 변경해야 합니다. 출력에서 각각 전압의 극성이 다릅니다.
| 지정 | 유형 | 명칭 | 수량 | 메모 | 점수 | 내 메모장 |
|---|---|---|---|---|---|---|
| VT1, VT2 | 바이폴라 트랜지스터 | MP42B | 2 | MP39-MP42, KT361, KT203, KT209, KT503, KT3107 | 메모장으로 | |
| VT3 | 바이폴라 트랜지스터 | P213B | 1 | P213-P215, KT814, KT816, KT818 | 메모장으로 | |
| VD1-VD4 | 다이오드 | D242B | 4 | D302-D305, D229J-D229L | 메모장으로 | |
| VD5 | 다이오드 | KD226B | 1 | 메모장으로 | ||
| VD6 | 제너 다이오드 | D814D | 1 | 메모장으로 | ||
| C1 | 2000uF, 25V | 1 | 메모장으로 | |||
| C2 | 전해 콘덴서 | 500 미크로포맷 25V | 1 | 메모장으로 | ||
| R1 | 저항기 | 10k옴 | 1 | 메모장으로 | ||
| R2 | 저항기 | 360옴 | 1 | 메모장으로 | ||
| R3 | 가변 저항기 | 4.7k옴 | 1 | 메모장으로 | ||
| R4, R5 | 저항기 |
자신의 손으로 전원 공급 장치를 만드는 것은 열정적 인 라디오 아마추어뿐만 아니라 의미가 있습니다. 수제 전원 공급 장치(PSU)는 다음과 같은 경우에도 편리함을 제공하고 상당한 비용을 절약합니다.
전문 전원 공급 장치는 다음을 포함한 모든 종류의 부하에 전력을 공급하도록 설계되었습니다. 반응성. 가능한 소비자 중 - 정밀 장비. pro-PSU는 지정된 전압을 최고의 정확도로 무기한 유지해야 합니다. 오랫동안, 그리고 그 설계, 보호 및 자동화는 예를 들어 열악한 조건에서 비숙련 인력이 작동할 수 있도록 해야 합니다. 생물학자들은 온실이나 탐험에서 그들의 기구에 전력을 공급합니다.
아마추어 실험실 전원 공급 장치는 이러한 제한이 없으므로 자체 사용에 충분한 품질 지표를 유지하면서 크게 단순화할 수 있습니다. 또한 간단한 개선을 통해 특수 목적 전원 공급 장치를 얻을 수 있습니다. 이젠 어떻게 할거야.
메모: CNN과 ISN은 모두 철에 변압기가 있는 전력 주파수 PSU와 IIN에서 모두 작동할 수 있습니다.
UPS는 작고 경제적입니다. 그리고 식료품 저장실에는 많은 사람들이 구식 컴퓨터의 전원 공급 장치를 가지고 있습니다. 아마추어/업무용으로 컴퓨터의 스위칭 전원 공급 장치를 적용할 수 있습니까? 불행히도 컴퓨터 UPS는 상당히 전문화된 장치이며 일상 생활 / 직장에서의 사용 가능성은 매우 제한적입니다:
일반 아마추어는 컴퓨터에서 변환된 UPS를 아마도 전동 공구에 전원을 공급하기 위해서만 사용하는 것이 좋습니다. 이에 대한 자세한 내용은 아래를 참조하십시오. 두 번째 경우는 아마추어가 PC 수리 및/또는 논리 회로 생성에 종사하는 경우입니다. 그러나 그는 이미 이것을 위해 컴퓨터에서 PSU를 조정하는 방법을 알고 있습니다.
UPS의 단점과 기본 및 회로 복잡성으로 인해 마지막에는 간단하고 유용한 몇 가지만 고려하고 IIN을 수리하는 방법에 대해 이야기하겠습니다. 이 자료의 주요 부분은 산업용 주파수 변압기가 있는 SNN 및 PSN에 전념합니다. 그들은 납땜 인두를 집은 사람이 아주 좋은 것을 만들 수 있도록 합니다. 고품질. 그리고 농장에서 그것을 가지고 있으면 "더 얇은"기술을 마스터하는 것이 더 쉬울 것입니다.
먼저 PPI를 살펴보자. 수리 섹션까지 임펄스를 더 자세히 남겨 두지만 "철"과 공통점이 있습니다. 전원 변압기, 정류기 및 리플 억제 필터입니다. 이들은 함께 PSU의 목적에 따라 다양한 방식으로 구현될 수 있다.
위치 도 1의 1. 1 - 반파(1P) 정류기. 다이오드 양단의 전압 강하는 가장 작습니다. 2B. 그러나 정류된 전압의 리플은 50Hz의 주파수로 "찢겨져" 있습니다. 펄스 사이에 간격이 있으므로 리플 필터 커패시터 Cf는 다른 회로보다 4-6배 커야 합니다. 전력 측면에서 전력 변압기 Tr의 사용은 50%입니다. 1개의 반파만 곧게 펴집니다. 같은 이유로 Tr 자기 회로에서 자속 왜곡이 발생하고 네트워크는 이를 능동 부하가 아니라 인덕턴스로 "인식"합니다. 따라서 1P 정류기는 예를 들어 저전력 및 다른 방법으로는 불가능한 경우에만 사용됩니다. 차단 발전기 및 댐퍼 다이오드의 IIN에서 아래를 참조하십시오.
메모: pn 접합이 실리콘에서 열리는 0.7V가 아니라 2V인 이유는 무엇입니까? 그 이유는 아래에서 설명하는 전류를 통하기 때문입니다.
위치 2 - 중간점이 있는 2-반파(2PS). 다이오드 손실은 이전과 동일합니다. 사례. 리플은 100Hz 연속이므로 SF는 가능한 가장 작습니다. Tr 사용 - 100% 단점 - 2차 권선에서 구리 소비량이 두 배. 케노트론 램프에 정류기가 만들어졌을 때는 이것이 중요하지 않았지만 지금은 결정적입니다. 따라서 2PS는 주로 UPS의 쇼트키 다이오드와 함께 주파수를 증가시키면서 저전압 정류기에 사용되지만 2PS는 근본적인 전력 제한이 없습니다.
위치 3 - 2반파 브리지, 오후 2시. 다이오드 손실 - pos에 비해 두 배. 1과 2. 나머지는 2PS와 동일하지만 2차에는 거의 절반의 구리가 필요합니다. 거의 - 한 쌍의 "추가" 다이오드의 손실을 보상하기 위해 여러 번 감아야 하기 때문입니다. 12V의 전압에 대한 가장 일반적인 회로.
위치 3 - 양극성. "다리"는 관례적으로 조건부로 묘사됩니다. 회로도(익숙해집니다!) 시계 반대 방향으로 90도 회전했지만 실제로 이것은 그림에서 더 명확하게 볼 수 있듯이 반대 방향으로 켜진 한 쌍의 2PS입니다. 6. 2PS에서와 같은 구리 소비, 2PM에서와 같은 다이오드 손실, 둘 다에서와 같은 나머지. 주로 전압 대칭이 필요한 아날로그 장치(Hi-Fi UMZCH, DAC/ADC 등)에 전원을 공급하기 위해 제작되었습니다.
위치 4 - 병렬 이중화 방식에 따른 양극성. 추가 조치 없이 응력 대칭성을 증가시킵니다. tk. 2차 권선의 비대칭은 제외됩니다. Tr 100%를 사용하면 100Hz에 리플이 발생하지만 찢어져 SF는 두 배의 용량이 필요합니다. 다이오드의 손실은 통과 전류의 상호 교환으로 인해 약 2.7V이며 아래를 참조하십시오. 15-20W 이상의 전력에서는 급격히 증가합니다. 이들은 주로 연산 증폭기(op-amp) 및 기타 저전력의 독립 전원 공급을 위한 저전력 보조 장치로 구축되지만 아날로그 노드의 전원 공급 품질이 요구됩니다.
UPS에서 전체 회로는 변압기/변압기의 크기(더 정확하게는 부피 및 단면적 Sc)와 가장 명확하게 연결됩니다. 페라이트에 미세 공정을 사용하면 회로를 보다 안정적으로 단순화할 수 있습니다. 여기에서 "어떻게 해서든 자신만의 방식으로"는 개발자의 권장 사항을 엄격하게 준수하는 것으로 귀결됩니다.
철계 변압기는 CNN의 특성을 고려하여 선택되거나 계산시 일치합니다. RE Ure 양단의 전압 강하는 3V보다 작아서는 안 됩니다. 그렇지 않으면 KSN이 급격히 떨어집니다. Ure가 증가함에 따라 KSN은 다소 증가하지만 소모된 RE 전력은 훨씬 빠르게 증가합니다. 따라서 Ure는 4-6V를 취합니다. 여기에 다이오드에 2(4)V 손실을 추가하고 2차 권선 Tr U2에 전압 강하를 추가합니다. 30-100W의 전력 범위와 12-60V의 전압에 대해 우리는 2.5V를 취합니다. U2는 주로 권선의 옴 저항(강력한 변압기의 경우 무시할 수 있음)이 아니라 코어의 재자화 및 표유 필드 생성으로 인한 손실로 인해 발생합니다. 간단히 말해서, 1차 권선에 의해 자기 회로로 "펌핑된" 네트워크 에너지의 일부는 U2의 값을 고려하는 세계 공간으로 탈출합니다.
예를 들어 브리지 정류기의 경우 4 + 4 + 2.5 \u003d 10.5V를 초과하여 계산했습니다. PSU의 필요한 출력 전압에 추가합니다. 12V로하고 1.414로 나누면 22.5 / 1.414 \u003d 15.9 또는 16V가됩니다. 이것은 2 차 권선의 최소 허용 전압입니다. Tr이 공장인 경우 표준 범위에서 18V를 취합니다.
이제 최대 부하 전류와 동일한 2차 전류가 작동합니다. 3A가 필요합니다. 18V를 곱하면 54W가 됩니다. 우리는 전체 전력 Tr, Pg를 얻었고 Pg에 따라 Pg를 효율성 Tr η으로 나누어 여권 P를 찾을 것입니다.
우리의 경우 P \u003d 54 / 0.8 \u003d 67.5W이지만 그러한 일반적인 값이 없으므로 80W를 가져와야합니다. 출력에서 12Vx3A = 36W를 얻으려면. 증기 기관차, 그리고 유일한. 스스로 "트랜스"를 세고 감는 법을 배울 때입니다. 또한 소련에서는 철 변압기를 계산하는 방법이 개발되어 신뢰성 손실없이 코어에서 600W를 짜낼 수 있으며 아마추어 무선 참조 서적에 따라 계산할 때 250W만 생산할 수 있습니다. "Iron Trance"는 보이는 것만큼 멍청하지 않습니다.
정류된 전압은 안정화되어야 하며 대부분 조정되어야 합니다. 부하가 30-40W보다 강력한 경우 단락에 대한 보호도 필요합니다. 그렇지 않으면 PSU 오작동으로 인해 네트워크 장애가 발생할 수 있습니다. 이 모든 것이 SNN을 만듭니다.
초보자가 바로 고전력에 들어가지 않고 그림 4의 회로에 따라 테스트를 위해 12V용으로 간단하고 매우 안정적인 CNN을 만드는 것이 좋습니다. 2. 그런 다음 기기를 확인하거나 고품질 CNN ION으로 기준 전압 소스(정확한 값은 R5로 설정됨)로 사용할 수 있습니다. 이 회로의 최대 부하 전류는 40mA에 불과하지만 홍수 전 GT403과 동일한 고대 K140UD1의 KSN은 1000 이상이며 현대 연산 증폭기에서 VT1을 중간 전력 실리콘으로 교체하고 DA1을 교체하면 2000 및 2500을 초과합니다. 부하 전류도 150-200mA로 증가하며 이는 이미 비즈니스에 적합합니다.
다음 단계는 전압 조정 전원 공급 장치입니다. 이전 것은 소위에 따라 만들어졌습니다. 보상 비교 회로가 있지만 이것을 대전류로 변환하는 것은 어렵습니다. RE와 CU가 단 하나의 트랜지스터에 결합된 EF(Emitter Follower) 기반의 새로운 CNN을 만들 것입니다. KSN은 80~150 정도에 출시될 예정이지만 아마추어에게는 이 정도면 충분하다. 그러나 EP의 CNN을 사용하면 특별한 트릭 없이 최대 10A 이상의 출력 전류를 얻을 수 있습니다. Tr이 RE를 제공하고 견딜 수 있습니다.
0-30V에 대한 간단한 전원 공급 장치의 다이어그램이 pos에 표시됩니다. 1 그림. 3. PPN은 2x24V용 2차 권선이 있는 40-60W용 TPP 또는 TS 유형의 기성품 변압기입니다. 3-5A 이상의 다이오드에서 정류기 유형 2PS(KD202, KD213, D242 등). VT1은 면적이 50제곱미터인 라디에이터에 설치됩니다. 센티미터; PC 프로세서의 오래된 것이 매우 적합합니다. 이러한 조건에서 이 CNN은 단락을 두려워하지 않고 VT1과 Tr만 워밍업하므로 Tr 1차 권선 회로의 0.5A 퓨즈로 보호하기에 충분합니다.
위치 2는 아마추어 CNN이 전원 공급 장치에서 얼마나 편리한지 보여줍니다. 12V에서 36V로 조정되는 5A용 전원 공급 회로가 있습니다. 이 전원 공급 장치는 400W 36V에서 Tr이 있는 경우 부하에 10A를 전달할 수 있습니다. 첫 번째 기능 - 통합 CNN K142EN8(인덱스 B가 있는 것이 바람직함)은 UU의 특이한 역할을 합니다. 출력에서 자체 12V에 모든 24V가 부분적으로 또는 완전히 추가됩니다. VD5, VD6. 커패시턴스 C2 및 C3은 비정상적인 모드에서 작동하는 RF DA1의 여기를 방지합니다.
다음 요점은 R3, VT2, R4의 단락에 대한 보호 장치(UZ)입니다. R4 양단의 전압 강하가 약 0.7V를 초과하면 VT2가 열리고 공통 와이어에 대한 기본 회로 VT1이 닫히고 부하가 전압에서 분리됩니다. 초음파가 트리거될 때 추가 전류가 DA1을 비활성화하지 않도록 R3이 필요합니다. 액면가를 높일 필요가 없기 때문입니다. 초음파가 트리거되면 VT1이 단단히 잠겨 있어야 합니다.
그리고 마지막 - 출력 필터 커패시터 C4의 겉보기 초과 커패시턴스. 에 이 경우때문에 안전합니다. 25A의 최대 컬렉터 전류 VT1은 켜져 있을 때 충전을 보장합니다. 그러나 반면에 이 CNN은 50-70ms 이내에 부하에 최대 30A의 전류를 전달할 수 있으므로 이 간단한 전원 공급 장치는 저전압 전동 공구에 전원을 공급하는 데 적합합니다. 시작 전류는 이 값을 초과하지 않습니다. 케이블로 콘택트 슈를 (적어도 플렉시 유리에서) 만들고 핸들의 뒤꿈치에 놓고 "akumych"를 쉬게하고 떠나기 전에 리소스를 저장하면됩니다.
이 회로에서 출력이 최대 5A인 12V라고 가정해 보겠습니다. 그냥 평균 전력퍼즐이지만 드릴이나 드라이버와 달리 그는 항상 그것을 가지고 있습니다. C1에는 약 45V가 유지됩니다. RE VT1에서 5A의 전류에서 33V로 유지됩니다. 소비 전력은 VD1-VD4도 냉각해야 하므로 150W 이상, 심지어 160W 이상입니다. 이를 통해 강력하게 조절되는 모든 PSU에는 매우 효율적인 냉각 시스템이 장착되어야 한다는 것이 분명합니다.
자연 대류의 골이 있는/바늘형 라디에이터는 문제를 해결하지 못합니다. 계산에 따르면 2000제곱미터의 산란 표면이 나타납니다. 16mm에서 라디에이터 본체(리브 또는 바늘이 확장되는 판)의 두께도 참조하십시오. 아마추어의 재산으로 성형 제품에 많은 알루미늄을 얻는 것은 수정 같은 성에서 꿈이었고 지금도 여전히 남아 있습니다. 날아간 CPU 쿨러도 적합하지 않으며 더 적은 전력을 위해 설계되었습니다.
홈 마스터의 옵션 중 하나는 두께가 6mm 이상이고 치수가 150x250mm인 알루미늄 판으로, 바둑판 패턴으로 냉각 요소의 설치 위치에서 반경을 따라 드릴링된 직경이 증가하는 구멍이 있습니다. 또한 그림 1과 같이 PSU 케이스의 후면 벽 역할도 합니다. 넷.
이러한 쿨러의 효율성을 위한 필수 조건은 비록 약하지만 구멍을 통해 외부에서 내부로 공기의 지속적인 흐름입니다. 이를 위해 저전력 배기 팬이 케이스에 설치됩니다(바람직하게는 상단). 예를 들어 직경이 76mm 이상인 컴퓨터가 적합합니다. 추가하다. 쿨러 HDD 또는 비디오 카드. 그것은 DA1의 핀 2와 8에 연결되며 항상 12V입니다.
메모: 사실, 이 문제를 극복하는 근본적인 방법은 18, 27 및 36V용 탭이 있는 2차 권선 Tr입니다. 작동 중인 도구에 따라 1차 전압이 전환됩니다.
워크샵에 대해 설명된 PSU는 훌륭하고 매우 안정적이지만 출구까지 휴대하기가 어렵습니다. 이 때 컴퓨터 PSU가 유용할 것입니다. 전동 공구는 대부분의 단점에 민감하지 않습니다. 위에서 설명한 목적을 위해 출력(부하에 가장 가까운) 고용량 전해 커패시터를 설치하는 경우가 가장 많습니다. Runet에는 컴퓨터 전원 공급 장치를 전동 공구(주로 스크루드라이버, 그다지 강력하지는 않지만 매우 유용하기 때문에)로 변환하는 많은 방법이 있습니다. 이 방법 중 하나는 12V 도구에 대한 아래 비디오에 나와 있습니다.
18V 도구를 사용하면 훨씬 더 쉽습니다. 동일한 전력으로 더 적은 전류를 소비합니다. 여기에서 40W 이상의 경제 램프에서 훨씬 더 저렴한 점화 장치(안정기)가 유용할 수 있습니다. 사용할 수없는 배터리에서 케이스에 완전히 넣을 수 있으며 전원 플러그가있는 케이블 만 외부에 남습니다. 탄 가정부의 안정기에서 18V 스크루 드라이버의 전원 공급 장치를 만드는 방법은 다음 비디오를 참조하십시오.
그러나 EP의 SNN으로 돌아가자. 그들의 가능성은 완전히 소진되지 않았습니다. 그림에. 5 - Hi-Fi 오디오 장비 및 기타 까다로운 소비자에게 적합한 0-30V 규정의 강력한 바이폴라 전원 공급 장치. 출력 전압 설정은 하나의 노브(R8)로 이루어지며 채널의 대칭은 모든 값과 부하 전류에서 자동으로 유지됩니다. 현학적 형식주의자는 이 계획을 보면 눈앞이 캄캄할 수 있지만 그러한 BP는 저자에게 약 30년 동안 제대로 작동했습니다.
생성의 주요 걸림돌은 δr = δu/δi였습니다. 여기서 δu 및 δi는 각각 작은 순간 전압 및 전류 증분입니다. 고급 장비의 개발 및 조정을 위해서는 δr이 0.05-0.07 Ohm을 초과하지 않아야 합니다. 간단히 말해서, δr은 PSU가 전류 소비의 급증에 즉각적으로 응답할 수 있는 능력을 결정합니다.
EP의 SNN의 경우 δr은 ION의 것과 같습니다. 제너 다이오드를 전류 전달 계수 β RE로 나눈 값. 그러나 강력한 트랜지스터의 경우 큰 콜렉터 전류에서 β가 급격히 떨어지고 제너 다이오드의 δr은 몇 옴에서 수십 옴 범위입니다. 여기서 RE 양단의 전압 강하를 보상하고 출력 전압의 온도 드리프트를 줄이기 위해 VD8-VD10 다이오드를 사용하여 전체 체인을 반으로 줄여야 했습니다. 그렇기 때문에 기준 전압 ION이 VT1의 추가 EP를 통해 제거되면 β에 β RE가 곱해집니다.
이 디자인의 다음 기능은 단락 보호입니다. 위에서 설명한 가장 간단한 것은 어떤 식 으로든 양극 방식에 맞지 않으므로 "스크랩에 대한 수신 없음"원칙에 따라 보호 문제가 해결됩니다. 보호 모듈은 없지만 매개 변수가 중복됩니다. 강력한 요소- 25A용 KT825 및 KT827, 30A용 KD2997A. T2는 그러한 전류를 공급할 수 없지만 예열되는 동안 FU1 및/또는 FU2는 소진될 시간이 있습니다.
메모: 소형 백열 램프에 끊어진 퓨즈 표시를 할 필요는 없습니다. 그 당시에는 LED가 여전히 부족했고 은닉처에 몇 줌의 SMok가 있었습니다.
단락 중에 리플 필터 C3, C4의 방전으로 인한 추가 전류로부터 RE를 보호하는 것이 남아 있습니다. 이를 위해 낮은 저항의 제한 저항을 통해 연결됩니다. 이 경우, 시정수 R(3,4)C(3,4)와 같은 주기의 맥동이 회로에서 발생할 수 있습니다. 그것들은 더 작은 용량의 C5, C6에 의해 방지됩니다. 추가 전류는 더 이상 RE에 위험하지 않습니다. 강력한 KT825/827의 수정이 예열되는 것보다 충전이 더 빨리 소모됩니다.
출력 대칭은 연산 증폭기 DA1을 제공합니다. 네거티브 채널 VT2의 RE는 R6을 통한 전류로 열립니다. 출력의 마이너스가 모듈로 플러스를 초과하자마자 VT3을 약간 열고 VT2를 닫고 출력 전압의 절대 값은 동일합니다. 출력 대칭에 대한 작동 제어는 P1 스케일 중간에 0이 있는 포인터 장치를 사용하여 수행됩니다(삽입 - 해당 모습), 필요한 경우 조정 - R11.
마지막 하이라이트는 출력 필터 C9-C12, L1, L2입니다. 그러한 구성은 부하에서 가능한 RF 픽업을 흡수하여 두뇌를 랙킹하지 않는 데 필요합니다. 프로토타입이 버그가 있거나 전원 공급 장치가 "수렁에 빠졌습니다". 세라믹으로 분류된 일부 전해 커패시터의 경우 여기에 완전한 확실성이 없으며 "전해질"의 큰 고유 인덕턴스가 간섭합니다. 그리고 초크 L1, L2는 스펙트럼에 걸쳐 부하의 "반환"을 공유하고 - 각자 자신에게.
이 PSU는 이전 PSU와 달리 약간의 조정이 필요합니다.
PSU가 다른 제품보다 더 자주 고장납니다. 전자 기기: 그들은 그물 던지기의 첫 번째 안타를 취하고 로드에서 많은 것을 얻습니다. PSU를 직접 만들 생각이 없더라도 컴퓨터를 제외한 전자레인지, 세탁기, 기타 가전제품에 UPS가 있습니다. 전원 공급 장치를 진단할 수 있는 능력과 전기 안전에 대한 기본 지식은 오작동을 직접 수리하지 않더라도 문제에 대한 지식을 가지고 수리공과 가격을 흥정하는 것을 가능하게 할 것입니다. 따라서 특히 IIN을 사용하여 PSU를 진단하고 수리하는 방법을 살펴보겠습니다. 실패의 80% 이상이 그들에 의해 설명됩니다.
우선, UPS와 함께 작업하는 것이 불가능하다는 것을 이해하지 않고 일부 효과에 대해. 첫 번째는 강자성체의 포화입니다. 그들은 재료의 특성에 따라 특정 값 이상의 에너지를 받아들일 수 없습니다. 철에서 아마추어는 거의 포화 상태에 빠지지 않으며 몇 T까지 자화될 수 있습니다(Tesla, 자기 유도 측정 단위). 철 변압기를 계산할 때 유도는 0.7-1.7 T입니다. 페라이트는 0.15-0.35T만 견딜 수 있고 히스테리시스 루프는 "직사각형"이며 더 높은 주파수에서 작동하므로 "포화 상태로 점프"할 확률은 수십 배 더 높습니다.
자기 회로가 포화되면 1 차 권선이 이미 녹았더라도 인덕션이 더 이상 증가하지 않고 2 차 권선의 EMF가 사라집니다 (학교 물리학 기억?). 이제 1차 전류를 끕니다. 연자성 재료의 자기장(경자성 재료는 영구 자석)는 탱크의 전하나 물처럼 고정되어 존재할 수 없습니다. 소산되기 시작하고 유도가 떨어지며 원래 극성과 반대되는 EMF가 모든 권선에서 유도됩니다. 이 효과는 IIN에서 널리 사용됩니다.
포화와 달리 반도체 장치의 관통 전류(간단히 초안)는 확실히 유해한 현상입니다. 이는 p 및 n 영역에서 공간 전하의 형성/흡수로 인해 발생합니다. 바이폴라 트랜지스터의 경우 - 주로 베이스에 있습니다. 전계 효과 트랜지스터와 쇼트키 다이오드는 드래프트가 거의 없습니다.
예를 들어, 다이오드에 전압을 인가/제거할 때 전하가 수집/분해될 때까지 양방향으로 전류를 전도합니다. 이것이 정류기 다이오드의 전압 손실이 0.7V보다 큰 이유입니다. 스위칭 순간에 필터 커패시터 충전의 일부는 권선을 통해 방전될 시간이 있습니다. 병렬 배가 정류기에서 드래프트는 한 번에 두 다이오드를 통해 흐릅니다.
트랜지스터 초안은 컬렉터에 전압 서지를 유발하여 장치를 손상시키거나 부하가 연결된 경우 추가 전류를 통해 장치를 손상시킬 수 있습니다. 그러나 그것 없이도 트랜지스터 드래프트는 다이오드와 같은 동적 에너지 손실을 증가시키고 장치의 효율을 감소시킵니다. 강한 FET그들은 거의 그것에 종속되지 않습니다, tk. 베이스가 없을 때 베이스에 전하를 축적하지 않으므로 매우 빠르고 원활하게 전환됩니다. "거의", 소스 게이트 회로가 쇼트키 다이오드에 의해 역전압으로부터 보호되기 때문입니다. 쇼트키 다이오드는 작지만 투명합니다.
UPS는 차단 발전기(pos)에서 파생됩니다. 도 1의 1. 6. Uin이 켜지면 VT1은 Rb를 통한 전류에 의해 열려 있고 전류는 권선 Wk를 통해 흐릅니다. 그것은 즉시 한계까지 성장할 수 없으며(다시, 우리는 학교 물리학을 회상합니다), EMF는 베이스 Wb 및 부하 권선 Wn에서 유도됩니다. Wb를 사용하면 Sat를 통해 VT1의 잠금을 해제합니다. Wn에 따르면 전류가 아직 흐르지 않고 VD1이 흐르지 않습니다.
자기 회로가 포화되면 Wb 및 Wn의 전류가 멈춥니다. 그런 다음 에너지 소실(흡수)로 인해 유도가 떨어지고 권선에 반대 극성의 EMF가 유도되고 역 전압 Wb는 VT1을 즉시 잠그(차단)하여 과열 및 열 파괴로부터 보호합니다. 따라서 이러한 방식을 차단 생성기 또는 단순히 차단이라고 합니다. Rk와 Sk는 고주파 간섭을 차단하므로 차단이 충분합니다. 이제 Wn에서 일부 유용한 전력을 제거할 수 있지만 1P 정류기를 통해서만 가능합니다. 이 단계는 Sb가 완전히 재충전되거나 저장된 자기 에너지가 소진될 때까지 계속됩니다.
그러나 이 전력은 최대 10W로 작습니다. 더 가져가려고 하면 VT1이 차단하기 전에 가장 강한 드래프트에서 소진됩니다. Tr이 포화 상태이므로 차단 효율이 좋지 않습니다. 자기 회로에 저장된 에너지의 절반 이상이 다른 세계를 가열하기 위해 날아갑니다. 사실, 동일한 포화로 인해 차단하면 임펄스의 지속 시간과 진폭이 어느 정도 안정화되며 그 구성은 매우 간단합니다. 따라서 블로킹 기반 TIN은 저렴한 휴대폰 충전기에 자주 사용됩니다.
메모: Sat의 값은 아마추어 참고서에서 말했듯이 완전히는 아니지만 대부분 펄스 반복 기간을 결정합니다. 커패시턴스의 값은 자기 회로의 특성 및 치수 및 트랜지스터의 속도와 연결되어야 합니다.
한 번에 차단하면 음극선관(CRT)이 있는 텔레비전의 라인 스캔이 발생했으며 그녀는 댐퍼 다이오드(pos)가 있는 TIN입니다. 2. 여기서 CU는 Wb 및 DSP 피드백 회로의 신호를 기반으로 Tr이 포화되기 전에 VT1을 강제로 열고 닫습니다. VT1이 잠겨 있을 때 역전류 Wk는 동일한 댐퍼 다이오드 VD1을 통해 닫힙니다. 이것은 작동 단계입니다. 이미 차단보다 에너지의 일부가 부하로 제거됩니다. 완전 포화 상태에서 모든 초과 에너지가 날아가 버리기 때문에 큽니다. 그러나 여기에서는 충분하지 않습니다. 이런 식으로 수십 와트까지 전력을 제거할 수 있습니다. 그러나 Tp가 포화에 도달할 때까지 CU가 작동할 수 없기 때문에 트랜지스터는 여전히 많이 소비되고 동적 손실은 높으며 회로의 효율성은 여전히 많이 요구됩니다.
IIN과 라인 스캔 출력이 결합되어 있기 때문에 댐퍼가 있는 IIN은 TV 및 CRT 디스플레이에서 여전히 살아 있습니다. 강력한 트랜지스터와 Tr이 일반적입니다. 이것은 생산 비용을 크게 줄입니다. 그러나 솔직히 말하면 댐퍼가 있는 IIN은 근본적으로 방해를 받습니다. 트랜지스터와 변압기는 사고 직전에 항상 작동해야 합니다. 이 회로를 허용 가능한 신뢰성으로 가져온 엔지니어는 가장 깊은 존경을받을 자격이 있지만 통과 한 장인을 제외하고는 아무도 납땜 인두를 붙일 수 없습니다. 직업 훈련관련 경험이 있는 사람은 강력히 권장하지 않습니다.
별도의 피드백 트랜스포머가 있는 푸시풀 INN이 가장 널리 사용되기 때문입니다. 최고의 품질과 신뢰성을 가지고 있습니다. 그러나 고주파 간섭 측면에서 "아날로그"전원 공급 장치 (철 및 CNN의 변압기 포함)에 비해 끔찍합니다. 현재 이 계획은 많은 수정 사항이 있습니다. 그 안에있는 강력한 바이폴라 트랜지스터는 필드, 제어되는 특수 트랜지스터로 거의 완전히 대체됩니다. IC, 그러나 작동 원리는 변경되지 않습니다. 원래 계획 pos에 의해 설명됩니다. 삼.
제한 장치(UO)는 입력 필터 커패시턴스 Cfin1(2)의 충전 전류를 제한합니다. 그들의 큰 값은 장치 작동에 없어서는 안될 조건이기 때문입니다. 하나의 작업 주기에서 저장된 에너지의 작은 부분을 가져옵니다. 대략적으로 말하면, 그들은 물 탱크 또는 공기 수신기의 역할을 합니다. "짧은" 충전을 충전할 때 추가 전류는 최대 100ms 동안 100A를 초과할 수 있습니다. 필터 전압의 균형을 유지하려면 MΩ 정도의 저항을 갖는 Rc1 및 Rc2가 필요합니다. 어깨의 약간의 불균형도 용납할 수 없습니다.
Sfvh1(2)이 충전되면 초음파 발사기는 인버터 VT1 VT2의 암 중 하나(중요하지 않음)를 여는 트리거 펄스를 생성합니다. 전류는 대형 전력 변압기 Tr2의 권선 Wk를 통해 흐르고 코어에서 권선 Wn을 통해 자기 에너지는 거의 완전히 정류 및 부하로 간다.
Rolimit 값에 의해 결정되는 에너지 Tr2의 작은 부분은 권선 Wos1에서 가져와 작은 기본 피드백 변압기 Tr1의 권선 Wos2에 공급됩니다. 빠르게 포화되고 열린 어깨가 닫히고 Tr2의 소산으로 인해 차단에 대해 설명한 대로 이전에 닫힌 어깨가 열리고 주기가 반복됩니다.
본질적으로 2행정 IIN은 서로 "밀어내는" 2개의 차단입니다. 강력한 Tr2가 포화되지 않았기 때문에 드래프트 VT1 VT2는 작고 Tr2 자기 회로에서 완전히 "싱크"되어 결국 부하로 들어갑니다. 따라서 2행정 IMS는 최대 몇 kW의 전력으로 구축할 수 있습니다.
더 나쁜 것은 그가 XX 모드에 있는 경우입니다. 그런 다음 반주기 동안 Tr2는 포화될 시간이 있고 가장 강한 초안은 VT1과 VT2를 동시에 태울 것입니다. 그러나 현재 최대 0.6T의 유도용 파워 페라이트가 판매되고 있지만 값이 비싸고 우발적인 재자화로 인해 성능이 저하됩니다. 페라이트는 1T 이상용으로 개발되고 있지만 IIN이 "철" 신뢰성에 도달하려면 최소 2.5T가 필요합니다.
"아날로그" PSU에서 문제를 해결할 때 "어리석은 소리가 나지 않는" 경우 먼저 퓨즈를 확인한 다음 보호 장치인 RE 및 ION(트랜지스터가 있는 경우)을 확인합니다. 그들은 정상적으로 울립니다. 아래에 설명된 대로 요소별로 더 진행합니다.
IIN에서 "시작"하고 즉시 "정지"되면 먼저 UO를 확인합니다. 그 안의 전류는 강력한 저저항 저항에 의해 제한되고 광사이리스터에 의해 분류됩니다. "rezik"이 완전히 끊어지면 옵토 커플러도 변경됩니다. UO의 다른 요소는 극히 드물게 실패합니다.
IIN이 "얼음 위의 물고기처럼 조용"하면 진단도 UO로 시작됩니다("rezik"이 완전히 소진되었을 수 있음). 그럼 - UZ. 저렴한 모델에서는 눈사태 항복 모드에서 트랜지스터를 사용하므로 매우 안정적이지 않습니다.
모든 PSU의 다음 단계는 전해질입니다. 케이스의 파손과 전해질의 누출은 Runet에서 말하는 것처럼 일반적이지 않지만 용량 손실은 능동 소자의 고장보다 훨씬 더 자주 발생합니다. 커패시턴스를 측정할 수 있는 멀티미터로 전해 커패시터를 확인하십시오. 액면가보다 20 % 이상 - "죽은 사람"을 슬러지로 낮추고 새롭고 좋은 것을 넣습니다.
그런 다음 활성 요소가 있습니다. 다이오드와 트랜지스터를 링하는 방법을 알고 있을 것입니다. 하지만 여기에는 2가지 트릭이 있습니다. 첫 번째는 쇼트키 다이오드 또는 제너 다이오드가 12V 배터리를 사용하는 테스터에 의해 호출되면 다이오드가 꽤 좋지만 장치가 고장날 수 있다는 것입니다. 1.5-3V 배터리가있는 다이얼 게이지로 이러한 구성 요소를 호출하는 것이 좋습니다.
두 번째는 강력한 현장 작업자입니다. 위(알고 계셨습니까?) I-Z가 다이오드로 보호된다고 합니다. 따라서 강력한 전계 효과 트랜지스터는 채널이 완전히 "소진"(저하)되지 않으면 사용할 수 없는 양극성 트랜지스터처럼 울리는 것처럼 보입니다.
여기에서 집에서 사용할 수 있는 유일한 방법은 정상 작동이 확인된 것으로 교체하고 두 가지를 동시에 수행하는 것입니다. 탄 것이 회로에 남아 있으면 즉시 새 서비스 가능한 회로를 당깁니다. 전자 엔지니어들은 강력한 현장 작업자가 서로 없이는 살 수 없다고 농담합니다. 또 다른 교수. 농담 - "게이 커플을 대체합니다." 이는 IIN 숄더의 트랜지스터가 엄격하게 동일한 유형이어야 하기 때문입니다.
마지막으로 필름 및 세라믹 커패시터입니다. 내부 파손("에어컨"을 점검하는 동일한 테스터가 위치) 및 전압에서 누출 또는 고장이 특징입니다. 그들을 "잡으려면"그림 4에 따라 간단한 shemka를 조립해야합니다. 7. 전기 커패시터의 고장 및 누출에 대한 단계별 점검은 다음과 같이 수행됩니다.
여기에서 진단의 방법론적 부분이 끝나고 창의적인 부분이 시작됩니다. 여기에서 모든 지침은 자신의 지식, 경험 및 고려 사항입니다.
UPS 기사는 복잡성과 회로 다양성으로 인해 특별합니다. 여기에서는 먼저 펄스 폭 변조(PWM)에 대한 몇 가지 샘플을 살펴보고 다음을 얻을 수 있습니다. 최고의 품질 UPS. RuNet에는 PWM에 대한 많은 계획이 있지만 PWM은 그려진 것처럼 끔찍하지 않습니다 ...
그림 1에 있는 것을 제외하고 위에 설명된 모든 PSU에서 LED 스트립을 간단히 켤 수 있습니다. 1 필요한 전압을 설정합니다. pos가 있는 SNN에 잘 맞습니다. 1 그림. 3, 채널 R, G 및 B에 대해 3개를 만들기 쉽습니다. 그러나 LED 발광의 내구성과 안정성은 인가되는 전압이 아니라 LED를 통해 흐르는 전류에 달려 있습니다. 따라서 LED 스트립을 위한 우수한 전원 공급 장치에는 부하 전류 안정기가 포함되어야 합니다. 기술적으로 - 안정적인 전류 소스(IST).
아마추어가 반복 할 수있는 가벼운 테이프의 전류를 안정화시키는 방법 중 하나가 그림 1에 나와 있습니다. 8. 일체형 타이머 555( 국내 아날로그- K1006VI1). 9-15V의 전압으로 전원 공급 장치에서 안정적인 테이프 전류를 제공합니다. 안정적인 전류 값은 공식 I = 1 / (2R6)에 의해 결정됩니다. 이 경우 - 0.7A. 강력한 트랜지스터 VT3은 필연적으로 전계 효과가 있어야하며 바이폴라 PWM의베이스 충전으로 인해 초안에서 형성되지 않습니다. 인덕터 L1은 5xPE 0.2mm 번들로 페라이트 링 2000NM K20x4x6에 감겨 있습니다. 권수 - 50. 다이오드 VD1, VD2 - 모든 실리콘 RF(KD104, KD106); VT1 및 VT2 - KT3107 또는 유사 제품. KT361 등으로 입력 전압 및 디밍 범위가 감소합니다.
회로는 다음과 같이 작동합니다. 먼저 시간 설정 커패시턴스 C1은 R1VD1 회로를 통해 충전되고 VD2R3VT2를 통해 방전됩니다. 포화 모드에서 R1R5를 통해. 타이머는 최대 주파수의 펄스 시퀀스를 생성합니다. 보다 정확하게 - 최소 듀티 사이클. VT3 inertialess 키는 강력한 임펄스를 생성하고 VD3C4C3L1 스트래핑은 이를 부드럽게 합니다. 직류.
메모: 일련의 펄스의 듀티 사이클은 펄스 지속 시간에 대한 반복 주기의 비율입니다. 예를 들어 펄스 지속 시간이 10µs이고 이들 사이의 간격이 100µs이면 듀티 사이클은 11이 됩니다.
부하의 전류가 증가하고 R6 양단의 전압 강하는 VT1을 약간 엽니다. 차단(잠금) 모드에서 활성(증폭) 모드로 전환합니다. 이것은 기본 누설 전류 회로 VT2 R2VT1 + Upit을 생성하고 VT2도 활성 모드로 들어갑니다. 방전 전류 C1이 감소하고 방전 시간이 증가하며 시리즈의 듀티 사이클이 증가하고 평균 전류 값이 R6에 지정된 표준으로 떨어집니다. 이것이 PWM의 본질입니다. 현재 최소값, 즉 최대 듀티 사이클에서 C1은 내부 타이머 키인 VD2-R4 회로를 통해 방전됩니다.
원래 디자인에서는 전류를 빠르게 조정하고 그에 따라 광선의 밝기를 조정하는 기능이 제공되지 않습니다. 0.68옴 전위차계는 없습니다. 밝기를 조정하는 가장 쉬운 방법은 조정 후 R3과 이미 터 VT2 전위차계 R * 3.3-10kOhm 사이의 간격을 켜고 갈색으로 강조 표시됩니다. 슬라이더를 회로 아래로 이동하면 듀티 사이클인 C4의 방전 시간을 늘리고 전류를 줄일 수 있습니다. 또 다른 방법은 지점 a와 b(빨간색으로 강조 표시됨)에서 전위차계를 약 1MΩ으로 켜서 기본 전환 VT2를 분로하는 것입니다. 조정은 더 깊지 만 거칠고 날카 롭습니다.
불행히도 ICT 라이트 테이프뿐만 아니라 이를 유용하게 설정하려면 오실로스코프가 필요합니다.
그림에. 9 - 집에서 만든 전화, 스마트 폰, 태블릿 (노트북은 불행히도 당기지 않음)을 충전하는 데 적합한 PWM이있는 가장 간단한 ISN의 다이어그램 태양 전지, 풍력 발전기, 오토바이 또는 자동차 배터리, 마그네토 손전등 - "버그" 및 기타 저전력 불안정 임의 전원 공급 장치. 다이어그램의 입력 전압 범위를 참조하십시오. 오류가 아닙니다. 이 ISN은 실제로 입력보다 큰 전압을 출력할 수 있습니다. 앞의 것과 마찬가지로 입력에 대한 출력의 극성을 변경하는 효과가 있는데, 이는 일반적으로 PWM 회로의 고유한 기능입니다. 이전 것을 주의 깊게 읽은 후에 이 작은 것의 작업을 스스로 이해할 수 있기를 바랍니다.
배터리 충전은 매우 복잡하고 섬세한 물리적, 화학적 과정으로, 이를 위반하면 수명이 몇 배, 수십 배 감소합니다. 충방전 주기 수. 충전기는 배터리 전압의 아주 작은 변화로 수신되는 에너지의 양을 계산하고 그에 따라 특정 법칙에 따라 충전 전류를 조절해야 합니다. 따라서 충전기는 결코 PSU가 아니며 내장형 충전 컨트롤러가 있는 장치(전화, 스마트폰, 태블릿, 개별 모델)의 기존 PSU로만 배터리를 충전할 수 있습니다. 디지털 카메라. 그리고 충전기인 충전은 별도 논의의 대상이다.
Question-remont.ru는 다음과 같이 말했습니다.
정류기에서 스파크가 발생하지만 걱정할 필요는 없습니다. 요점은 소위입니다. 전원 공급 장치의 차동 출력 임피던스. 알카라인 배터리의 경우 mOhm(밀리옴) 정도이며 산성 배터리의 경우 훨씬 적습니다. 스무딩이 없는 브리지가 있는 트랜스는 옴의 1/10 및 1/100입니다. 100~10배 더. 그리고 DC 컬렉터 모터의 시동 전류는 작동하는 것보다 6-7 또는 심지어 20배 더 클 수 있습니다.당신의 것은 후자에 더 가깝습니다-빠른 가속 모터는 더 작고 경제적이며 거대한 과부하 용량 배터리를 사용하면 엔진 전류, 가속을 위해 먹을 양을 제공할 수 있습니다. 정류기가 있는 트랜스는 많은 순시 전류를 제공하지 않으며 엔진은 설계된 것보다 더 천천히 가속되며 큰 전기자 슬립이 발생합니다. 이로부터 큰 슬립으로부터 스파크가 발생하고, 그 후 권선의 자기유도에 의해 동작을 유지한다.
여기에서 무엇을 조언할 수 있습니까? 첫 번째: 자세히 살펴보세요. 어떻게 반짝이나요? 부하 상태에서 작업을 볼 필요가 있습니다. 톱질하는 동안.
브러시 아래 별도의 장소에서 불꽃이 춤추면 괜찮습니다. 나는 태어날 때부터 많은 불꽃을 일으키는 강력한 Konakovo 드릴과 적어도 헤나를 가지고 있습니다. 24년 동안 나는 브러시를 한 번 바꾸고 알코올로 씻고 수집기를 닦았습니다. 18V 도구를 24V 출력에 연결했다면 약간의 스파크는 정상입니다. 권선을 풀거나 용접 가변 저항기(소산 전력 200W의 경우 저항 약 0.2옴)와 같은 것으로 초과 전압을 꺼서 모터가 정격 전압을 작동하도록 하고 대부분의 경우 스파크가 사라질 것입니다. 그러나 정류 후 18이되기를 희망하면서 12V에 연결하면 헛된 것입니다. 부하에서 정류 된 전압이 많이 떨어집니다. 그런데 컬렉터 전기 모터는 직류 또는 교류로 구동되는지 여부를 신경 쓰지 않습니다.
구체적으로 : 직경 2.5-3mm의 강선 3-5m를 취하십시오. 회전이 서로 닿지 않도록 직경 100-200mm의 나선형으로 굴립니다. 불연성 유전체 패드 위에 놓으십시오. 와이어의 끝을 벗겨내고 "귀"를 감아 광택을 냅니다. 산화되지 않도록 흑연 그리스로 즉시 윤활하는 것이 가장 좋습니다. 이 가변 저항은 도구로 이어지는 전선 중 하나의 파손에 포함됩니다. 접점은 와셔로 나사로 단단히 조여야 한다는 것은 말할 필요도 없습니다. 전체 회로를 정류 없이 24V 출력에 연결하십시오. 스파크는 사라졌지만 샤프트의 전력도 떨어졌습니다. 가변 저항을 줄여야하고 접점 중 하나를 다른 접점에 1-2 바퀴 더 가깝게 전환해야합니다. 여전히 스파크가 발생하지만 가변 저항이 너무 작기 때문에 회전을 추가해야 합니다. 추가 섹션을 조이지 않도록 가변 저항을 즉시 크게 만드는 것이 좋습니다. 설상가상으로, 화재가 브러시와 수집기 사이의 전체 접촉선을 따라 발생하거나 불꽃 꼬리가 브러시 뒤에 흔적을 남기는 경우입니다. 그런 다음 정류기는 100,000마이크로패럿의 데이터에 따라 어딘가에 평활화 필터가 필요합니다. 저렴한 즐거움. 이 경우 "필터"는 엔진 가속을 위한 에너지 저장 장치가 됩니다. 그러나 변압기의 전체 전력이 충분하지 않은 경우 도움이되지 않을 수 있습니다. DC 컬렉터 모터의 효율 약. 0.55-0.65, 즉 트랜스는 800-900 와트에서 필요합니다. 즉, 필터가 설치되어 있지만 전체 브러시 아래에서 여전히 불꽃이 튀는 경우(물론 둘 다 아래) 변압기가 버티지 않습니다. 예, 필터를 넣으면 브리지 다이오드도 3중 작동 전류에 있어야 합니다. 그렇지 않으면 네트워크에 연결될 때 충전 전류 서지에서 날아갈 수 있습니다. 그런 다음 네트워크에 연결된 후 5-10초 후에 도구를 시작할 수 있으므로 "은행"이 "펌핑"할 시간이 있습니다.
그리고 무엇보다도 브러시의 불꽃 꼬리가 반대쪽 브러시에 도달하거나 거의 도달하는 경우입니다. 이것을 원형불이라고 합니다. 수집가를 매우 빨리 태워 파손을 완료합니다. 둥근 화재에는 여러 가지 이유가 있을 수 있습니다. 귀하의 경우 모터가 정류와 함께 12V에서 켜졌을 가능성이 큽니다. 그런 다음 30A의 전류에서 회로의 전력은 360와트입니다. 앵커 슬립은 회전당 30도 이상이며 이는 필연적으로 연속적인 전방위 발사입니다. 모터 전기자가 단순한(이중이 아닌) 파동으로 감기는 것도 가능합니다. 이러한 전기 모터는 순간 과부하를 더 잘 극복하지만 시동 전류는 어머니이므로 걱정하지 마십시오. 나는 결석에서 더 정확하게 말할 수 없으며 아무것도 필요하지 않습니다. 내 손으로 아무것도 고칠 수 없습니다. 그러면 아마도 새 배터리를 찾고 구입하는 것이 더 저렴하고 더 쉬울 것입니다. 그러나 그럼에도 불구하고 먼저 가변 저항을 통해 약간 증가한 전압으로 엔진을 켜십시오(위 참조). 거의 항상 이런 식으로 샤프트의 출력이 약간(최대 10-15%) 감소하는 대가로 지속적인 전방위 사격을 진압하는 것이 가능합니다.
